ISDB 2008-09-04 16:41:10 閱讀66 評論1 字號：大中小
引文來(lái)源 什么是ISDB-T--技術(shù) -- 通信世界網(wǎng)--專(zhuān)注于ICT領(lǐng)域的綜合信息服務(wù)平臺--通信世界網(wǎng)
外編碼為縮短的RS（里德一索羅門(mén)）碼（204、188、t=8），采用伽羅華域GF（28）的碼元，域生成多項式為P（x）=X8+X4+X3+X2+1，碼生成多項式為（X-1）（X-a）（X-a2）（X-a3）……（X-a15），a=02HEX0加上RS碼前、后的TSP（傳送流包），如圖5所示。
劃分塊層時(shí)，以TSP為單位進(jìn)行劃分，每一塊層內有相同的編碼參數。
關(guān)于延時(shí)補償，當各個(gè)塊層的碼率不一樣時(shí)，用來(lái)對字節交織引起的延時(shí)差進(jìn)行補償，它們以TSP為單位調整延時(shí)。
關(guān)于能量擴散，用PRBS（偽隨機二進(jìn)制序列）在塊層基礎上以比特為單位與同步字節除外的數據流進(jìn)行模2和。PRBS的生成多項式為g(x)=x15+x14+1。15個(gè)移位寄存器的初始化值從低位起為“100101010000000”，每-OFDM幀開(kāi)始時(shí)初始化一次。字節交織度I=12字節，采用具有12條支路、包含FIFO（先進(jìn)先出）移位寄存器的Forney方法來(lái)實(shí)現字節交織。交織和去交織導致發(fā)送和接收合計的數據延時(shí)量為（17×12×11）字節（相當于11個(gè)TSP）。
圖6示出了約束長(cháng)度K=7、基本編碼率為1/2的卷積編碼電路?？晒┻x擇的內碼編碼率及此時(shí)的縮短式傳送信號（縮短碼）示于表4。
三 調制方式
由卷積編碼縮短碼形成的X、Y并行輸出經(jīng)并/串變換后成為傳送信號串行序列，對高頻載波實(shí)施OFDM調制。調制部分方框圖如圖7所示。
下面，對有關(guān)的各小方框加以說(shuō)明。
1 載波調制
載波調制部分按照不同的調制方式（DQPSK、QPSK、16QAM和64QAM）分成四條支路；其方框圖構成如圖8所示。其中比特交織是按后述方式進(jìn)行的。
1）DQPSK
DQPSK調制的電路框圖如圖9所示，串行輸入數據流經(jīng)串/并（S/P）變換后，在相位計算前的一路輸入中加入15比特的延時(shí)，實(shí)現比特交織。B0＇與b1＇在相位計算中得到如表5所示的輸出結果。然后，在移相方框中實(shí)現p/4移相。
圖9中延時(shí)框的延時(shí)時(shí)間為一個(gè)OFDM符號期長(cháng)度。
圖10示出由圖9電路框圖的DQPSK映射產(chǎn)生的星座圖。
2）QPSK
QPSK調制的電路框圖如圖11所示，與圖8的DQPSK類(lèi)似，輸入數據流經(jīng)串/并變換后在并行的2路中的一路內加入15比特的延時(shí)，進(jìn)行比特交織。然后，實(shí)施QPSK映射，輸出Ⅰ軸數據和Q軸數據。圖12示出QPSK產(chǎn)生的星座圖。
3）16QAM
16QAM調制的電路框圖如圖13所示，經(jīng)串/并變換成并行的4路比特流后，根據15、10、5比特的延時(shí)進(jìn)行比特交織。然后，按規定進(jìn)行16QAM映射，輸出Ⅰ軸數據和Q軸數據，圖14為其星座圖。
4）64QAM
64QAM調制的電路框圖如圖15所示，經(jīng)串/并變換成并行的6路比特流后，根據15、12、9、6、3比特的延時(shí)進(jìn)行比特交織。然后，按規定進(jìn)行64QAM映射，輸出Ⅰ軸數據和Q軸數據。
2 調制電平規一化
圖10、12、14所示各種調制方式的星座圖中，設星座點(diǎn)為Z=I+jQ，為使發(fā)送信號電平統一起來(lái)，應對Z的幅值作規一化，從而不同調制方式發(fā)射的平均功率都為1。表6為規一化時(shí)需要采用的校正因子值。
3 塊層合成
按照圖7，載波調制后是塊層合成電路。合成時(shí)，將第1、2、3、4塊層的各數據段按順序寫(xiě)入相應的RAM緩存器。而后，按節1、2、3、4塊層的順序串行地讀出所有數據段。由于各塊層的碼率不一樣，所以順序串行讀出時(shí)還需進(jìn)行取樣時(shí)鐘切換。 4 時(shí)間交織
為了適應于移動(dòng)接收，還將每個(gè)數據段內對載波進(jìn)行調制的符號（一對I、Q軸數據）作出時(shí)間交織，交織深度I可選擇，模式1中I=32、16、8或0（不交織）個(gè)調制符號，模式2中I=8、4、2或0（不交織）個(gè)調制符號。圖16示出了數據段內調制符號時(shí)間交織的電路構成。
5 頻率交織
由圖7可知，時(shí)間交織之后是頻率交織，其電路構成如圖17所示。在數據段劃分中，依照部分接收部分、差動(dòng)調制部分和同步調制部分的順序將0-12的序號分配給13個(gè)數據段，序號如下：11、9、7、5、3、1、0、2、4、6、8、10、12。
按照圖17，數據段劃分之后將數據段分為三類(lèi)，第0段的部分接收段直接去往段內載波旋轉，而差動(dòng)和同步調制部分先經(jīng)段間交織再去往段內載波旋轉，然后均進(jìn)行段內載波隨機化。
1）段間交織
段間交織是分別在差動(dòng)調制（DQPSK）部分和同步調制（QPSK，16QAM，64QAM）部分之內進(jìn)行的。模式1和模式2有各自的段間交織規律。
2）段內交織
段內交織包括段內載波旋轉和段內載波隨機化。ISDB-T中規定了明確的模式1和模式2所采用的按段號使每段內載波旋轉的列表。關(guān)于段內載波隨機化，表7中部分地列出了段內載波旋轉后進(jìn)行隨機化前、后的載波序號情況（模式1）。
6 OFDM幀結構
根據圖17，頻率交織之后調制符號組成幀結構。它分為兩步，第一步先形成數據段配置，第二步再在其配置中附加上SP、CP和TMCC導頻信號，構成OFDM段。圖18為實(shí)現第一步后的數據段配置情況。
1）差動(dòng)調制部分的OFDM段配置
差動(dòng)調制中，在數據段上再附加CP和TMCC而形成OFDM段。CP和TMCC均沿符號方向加入，按表1所示，無(wú)論模式1或模式2，均在每108個(gè)載波中加入7個(gè)CP和5個(gè)TMCC，圖19示明了其OFDM段配置情況。圖中的Si.j表示交織后數據段內的載波序號方向、符號序號方向。
至于CP和TMCC的具體位置，對不同的段號有規定的載波序號所在點(diǎn)，表8列出了模式1中CP1-7和TMCC1-5的載波序號位置。
2）同步調制部分的OFDM段配置
同步調制中，在數據段上再附加SP、CP和TMCC而形成OFDM段。CP和TMCC沿符號方向加入，而SP沿符號方向和載波方向加入，參見(jiàn)圖3。SP導頻在載波方向上每隔11個(gè)數據載波加入一個(gè)，在符號方向上逐符號推后3個(gè)載波位置。這樣安排，接收端可根據接收新的SP導頻情況對信道性能的變化作出估計，依此進(jìn)行信道均衡。
對于CP和TMCC的加入由表1可知，無(wú)論模式1或模式2，同步調制中每96個(gè)數據載波上加入2個(gè)CP和1個(gè)TMCC，表9列出了模式1中CP1-2和TMCC的載波位置所在。
7 導頻信號調制方式
在規定了導頻信號的類(lèi)別，數量及其載波位置之后，還須規定它們的數據值和調制方式。
1）散布導頻（SP）
由圖20所示的PRBS（偽隨機二進(jìn)制序列）發(fā)生器產(chǎn)生出比特串Wi。首先，對PRBS每段作一次初始化，使PRBS的第一個(gè)輸出比特與第一個(gè)有效載波重合。隨后，在每個(gè)使用的載波上（無(wú)論是否為導頻）由PRBS形成一個(gè)新數值。對于OFDM段中用作散布導頻的載波序號i，由PRBS產(chǎn)生的Wi使散布導頻作BPSK調制，調制信號和Wi值示于表10。PRBS的初始化值示于表11，對每段有不同的規定。
2）連續導頻（CP）
對連續導頻載波的調制，采用與圖20同樣的Wi和表10、11同樣的參數，對相應的導頻載波進(jìn)行BPSK調制。
3）TMCC導頻
對TMCC導頻載波的調制，也采用相應的Wi值和調制信號振幅值，但進(jìn)行DBPSK調制。即當第m（m=1～203）個(gè)OFDM符號的Wi為0時(shí)振幅值Im=Im-1，Qm=0，當第m個(gè)OFDM符號的Wi 為1時(shí)，Im=-Im-1，Qm=0。
總括三類(lèi)導頻信號的傳輸電平可以看到，它們均大于規一化的1，是4/3。因此，導頻信號是在提升的功率電平上發(fā)射的，是規一化功率的16/9倍。其原因當然是為了提高信號傳輸的可靠性。
8 傳送信號頻段配置
6 MHz物理通道內13段的序號已如上述，當存在部分接收時(shí)，對它指配以段號0，其余1～12段按順序指配給差動(dòng)調制部分和同步調制部分。在每一段的最右端附加一個(gè)連續載波（CP），調制信號為（-4/3，0）或（4/3，0），參見(jiàn)表2的注。
9 保護間隔加入
如圖21所示，保護間隔的加入是在IFFT（快速傅里葉反變換）之后的輸出數據波形中實(shí)施的，將時(shí)間上處于后端、長(cháng)度上相同于保護間隔時(shí)間段的數據波形，原樣地附加至有效符號前面的保護間隔段內，其作用是防止多徑干擾對接收的影響。
四 傳輸和復用配置控制（TMCC）
前面已介紹了TMCC導頻信號的數目、位置和調制方式，現在再細述一下TMCC的作用，信息編碼和傳輸內容等。概括地說(shuō)，TMCC用來(lái)傳送各個(gè)OFDM段的調制參數信息以及接收端實(shí)施解調時(shí)必需獲知的信息。
1 比特分配
已經(jīng)說(shuō)明一幀內有204個(gè)OFDM段，據圖3和圖19可知，在符號方向上由204個(gè)比特構成一個(gè)TMCC比特組，它們的用途分配如表12所示。
2 同步字
同步字按規定的規律在各OFDM段內采用W0或W1，并逐幀反轉。表13列出同步調制中模式1和模式2內同步字的變化規律（W0：+；W1：-）。
3 信息編碼方式
TMCC信息比特102個(gè)，實(shí)際應用量遠小于此數，不應用的填充以數據“1”。應用到的比特情況如表14-16所示。
4 誤碼糾正編碼
誤碼校驗比特b122-b203用來(lái)對從同步字起的b1-b121信息作（203、121）差集合循環(huán)碼糾錯編碼。（203、121）是差集合循環(huán)碼（273、191）的縮短碼。
由據此得到的TMCC糾錯數據對規定的載波進(jìn)行DBPSK調制。
五 接收系統
ISDB-T的接收系統方框圖如圖22所示。
接收到的高頻調制信號經(jīng)放大和檢波后得到的信號進(jìn)行FFT變換，從時(shí)域信號變換到頻域信號，再饋至OFDM幀解碼部分，按段號順序0-12順序讀出各OFDM段。根據原來(lái)的調制方式進(jìn)行差動(dòng)調制解調或散布導頻（SP）解調（針對同步調制的解調）。然后，作出去頻率交織和去時(shí)間交織的處理。再往下，一步步實(shí)施與發(fā)送端信道編碼相逆的信道解碼處理，處理中應用了從TMCC譯碼中得到的有關(guān)信息。最后，進(jìn)入TS流再生部分。
在TS流再生部分中，將每個(gè)塊層經(jīng)處理得到的信號以TSP為單位存儲入緩存器內。TSP有著(zhù)不同的塊層層次時(shí)，先存儲的塊層，也即段號小的塊層，將其TSP的內容先讀出。塊層的緩存器中不存在TSP包的內容時(shí)，對解碼（204、188）數據流提供由零值包產(chǎn)生的204個(gè)零值字節，最后的TS流輸出作為信源解碼部分的輸入。
如果只是接收ISDB-T內中央部分的一個(gè)數據段（0號OFDM段），則這種部分接收的接收系統較為簡(jiǎn)單，其方框圖如圖23所示。
六 附言
以上內容是根據日本的“數字地面電視廣播暫定制式（草案）（傳送部分）”編寫(xiě)的，這里主要涉及信道編碼部分和載波調制部分。從總體上看，它與DVB-T的技術(shù)規范基本相同。另外，日本在最后確定其ISDB-T的正式標準(DIBEG)時(shí)，對上述的某些參數細節作了更改，但總的原理不變。下面，單獨寫(xiě)出已知的現行情況。
日本又將其ISDB-T稱(chēng)為BST-OFDM（頻帶分段發(fā)射-正交頻分復用）技術(shù)，傳輸模式及有關(guān)參數如表17所列改為三種，即模式1、2、3。其中，模式1的載波間隔為4KHz（實(shí)際3.968KHz），適合于移動(dòng)接收，模式3的載波間隔為1KHz（實(shí)際0.992KHz），有效符號周期1008ms，適合于固定接收，抗延時(shí)稍長(cháng)的多徑干擾。這兩種模式已作過(guò)開(kāi)路試驗，效果良好，模式1能適應時(shí)速200km時(shí)車(chē)載接收中的多普勒效應，模式3抗重影能力強。
日本聲稱(chēng)的與歐洲DVB-T和美國ATSC（信道編碼調制方式相應地為COFDM和8VSB-AM）的綜合性能比較見(jiàn)表18。
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