引言
開(kāi)關(guān)電源在選定電路拓撲以后,就要進(jìn)行電路設計.根據技術(shù)規范計算電路參數,再根據電路參數選擇電路元器件.整個(gè)電路設計主要是正確選擇元器件.而元器件有各自的屬性:電壓、電流、功率以及時(shí)間參數.但在教科書(shū)中很難找到電路設計計算參數與元器件參數之間的關(guān)系,不知如何選擇恰當的元器件.例如你計算出電阻上損耗是0.7W,你就選一個(gè)1W 電阻.如果電路中電阻消耗的功率是1W 的很短脈沖,并不需要1W 定額的電阻.但是你怎樣確定一個(gè)0.5W 或0.7W 電阻就可以承受這樣的脈沖呢?在開(kāi)關(guān)電源中很多像這樣的元件選擇問(wèn)題.這樣的問(wèn)題一般是靠經(jīng)驗,或向有經(jīng)驗的人求教,當然查閱手冊是免不了的.這里介紹開(kāi)關(guān)電源中常用元器件使用中的問(wèn)題,以供讀者參考.
1 電阻
電阻是最常用的電子元件,選擇時(shí)還應當注意如下事項.
1.1 電阻的類(lèi)型
按電阻材料分,目前在電子電路中使用的電阻有碳質(zhì)電阻、碳膜電阻、金屬膜電阻、金屬氧化膜電阻、線(xiàn)繞電阻、壓敏電阻和溫度電阻(PTC-正溫度系數,NTC-負溫度系數).電阻的一般特性如表3.1 所示
表3.1 電阻阻值范圍和溫度特性
類(lèi)型 代號 功率范圍 阻值范圍 允許偏差 溫度系數
固定碳膜電阻 RT 0.1~3W 1Ω~22M ±2~5% 350~1350ppm/°C
精密金屬膜電阻 RJ 0.1~3W 1Ω~5.1M ±0.5~5% 25~100ppm/°C
精密金屬氧化膜電阻RY 0.25~10W 0.1 Ω ~150k ±1~5% 100~300 ppm/°C
線(xiàn)繞電阻 RX 0. 5~10W 0.01 Ω ~10k ±1~10% 25~100 ppm/°C
貼片電阻 0603 0805 1Ω~10M ±1~5% 100~200 ppm/°C
1206
水泥線(xiàn)繞電阻 RX 2~40W 0.01 Ω ~150k ±1~10% 20~300 ppm/°C
功率線(xiàn)繞電阻 RX 10~1000W 0.5Ω~150k ±1~10% 20~400 ppm/°C
薄膜排電阻 0.25/4,14 10Ω~2.2M ±1~5% 100~250 ppm/°C
零歐姆跳線(xiàn) 0.125~0.25 0Ω ±1~5%
電位器 6,8,10 100Ω~1M ±20% 200 ppm/°C
碳值電阻使用最早,功率等級相同其體積比金屬膜電阻大,今天還比金屬膜貴.金屬膜電阻與碳值電阻具有相同的頻率響應.金屬氧化膜與金屬膜電阻相似,但溫度系數比較大.還有線(xiàn)繞電阻,尺寸從體積較小的1W 電阻到1kW的可變電阻.這些電阻之所以稱(chēng)為線(xiàn)繞電阻是因為它是用高阻的電阻絲繞成的, 通常繞在一個(gè)瓷管上,可以想象為一個(gè)螺管線(xiàn)圈,因此它具有一定的電感.它也可用相等匝數相反方向繞,這種線(xiàn)繞電阻具有很小的電感量,
通常稱(chēng)為無(wú)感電阻.線(xiàn)繞電阻能承受更大的脈沖功率.表3.2 列出了各種電阻和應用場(chǎng)合.
表3.2 主要電阻選用指南
類(lèi)型 可能應用場(chǎng)合
碳值 沒(méi)有限制,可用金屬膜電阻代替
金屬膜 一般應用,應用廣泛
線(xiàn)繞(有感,滑線(xiàn)電阻) 負載電阻
線(xiàn)繞(無(wú)感) 用于高頻電流采樣,如開(kāi)關(guān)電流波形
分流器 用于大電流采樣
PCB 線(xiàn) 當成本比精度更重要時(shí)用于電流采樣
各種電阻溫度系數不同,采樣電路不應當使用兩種不同類(lèi)型的電阻.
1.2 電阻值與公差
電路設計時(shí),有時(shí)你計算出電阻值為15.78kΩ,87.45Ω.這些怪異電阻值有標稱(chēng)值嗎?實(shí)際上,電阻的標稱(chēng)值近似以10 進(jìn)對數分布的,如1kΩ,10kΩ等.根據公差不同,有不同的10 進(jìn)電阻標稱(chēng)值.以前使用得最多的是公差5%的電阻.標稱(chēng)值如表3.3 所示,
表3.3 公差為5%電阻標稱(chēng)值
1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 (1.7) 1.8 2.2 2.4 2.7 3.3 3.6 3.9 4.3 4.7
5.1 5.6 6.2 6.8 (7.5) 8.2 9.1
例如標稱(chēng)值1.2,表示1.2Ω,12Ω,120Ω,1.2kΩ,12kΩ,120kΩ,1.2MΩ等等.但是,今天允許偏差1%的電阻也比較便宜,并容易買(mǎi)到.沒(méi)有理由不采用1%電阻.一般以色環(huán)表示電阻的阻值、公差,有些還表示可靠程度.電阻色環(huán)意義如圖3.1 所示.
圖3.1 電阻色碼意義
圖中:
1,2,3 色環(huán):用黑、棕、紅、橙、黃、綠、蘭、紫、灰、白分別表示:0~9數字和方次,銀色為10的-2次方,金色為10的-1次方.
4 環(huán)為公差環(huán):5%為金色,10%為銀色.1%,2%,3%,4%分別為棕、紅、橙、黃.5 環(huán)表示:1000 小時(shí)損壞%,棕、紅、橙、黃分別表示:1,0.1,0.01 和0.001.
產(chǎn)品設計時(shí),采購人員希望元器件品種越少越好,同一標稱(chēng)值元件越多,批量越大,成本越低.在小功率控制與保護電路中,如果沒(méi)有特殊要求而又對電路性能沒(méi)有明顯的影響,盡量采用相同的標稱(chēng)值,這樣可降低電源成本.如果你做一個(gè)分壓器(即電阻比), 其中一個(gè)總可以采用10kΩ電阻.在印刷電路板上可以應用多大電阻? 實(shí)際上,最大阻
值受印刷電路板兩點(diǎn)之間的絕緣電阻有關(guān).特別是表面貼裝的元件,電阻引線(xiàn)端距離很近,嚴重時(shí),兩端之間漏電流可能達到等效1~10MΩ電阻.因而,你如果要放一個(gè)100MΩ到電路中,它與漏電阻并聯(lián),最終你只得到1~10MΩ,而不是100MΩ.例如運算放大器的反饋
電阻就有相似的問(wèn)題.所以除了特殊要求,一般避免采用1MΩ以上電阻.如果一定要1MΩ以上電阻(例如從輸入電網(wǎng)取得偏置電流,又不希望電流太大)時(shí),可以用多個(gè)1MΩ電阻串聯(lián),以增加漏電距離.
1.3 最大電壓
不管你信不信,電阻有最大電壓定額.它并不是功耗決定的,而是電阻可能引起電弧.當采用表面貼裝電阻時(shí),這個(gè)問(wèn)題特別嚴重,因為電阻兩端特別接近.如果電壓大于100V,應當檢查接近高壓的電阻的電壓定額.如果一個(gè)耐壓500V 的電阻,可靠要求高時(shí),只用耐壓的一般,通常采用兩個(gè)以上電阻串聯(lián)減少電阻電壓定額要求.
1.4 功率定額
大家都知道不會(huì )讓1/4W 電阻損耗1/2W.但什么是1/4W 電阻?軍方為增加電阻可靠性,不允許電阻損耗大于額定功率的一半(不管碳值還是金屬膜).為了滿(mǎn)足這個(gè)要求,電阻生產(chǎn)公司供給軍用的電阻自己減額,例如,不會(huì )讓軍用電阻損耗功率超過(guò)軍用電阻定額的70%.這就是說(shuō)將1W 電阻標為0.5W 為此某些公司專(zhuān)門(mén)生產(chǎn)軍用型電阻(即RN55 或RN60)總是減額50%.即實(shí)際1/2W的電阻他們叫做1/4W,完全搞糊涂了,外觀(guān)看起來(lái)像一個(gè)1/4W 電阻,你還得仔細查看手冊是不是你需要的電阻.我們讓1/4W 電阻損耗0.25W,在手冊標明電阻能夠處理這個(gè)功率.然而,太熱了-線(xiàn)繞電阻定額工作溫度可能為270℃,根本不能觸摸,溫度太高,并產(chǎn)生較大數值漂移.軍用電阻僅是穩態(tài)工作定額的功率一半.
讓1W 線(xiàn)繞電阻損耗僅1W 功率,這種限制僅僅是穩態(tài)(即許多秒或更長(cháng)時(shí)間)要求.對于短時(shí)間,線(xiàn)繞電阻可以處理比額定功率大許多倍而不損壞.對于其它電阻類(lèi)型電阻并不如此.你應當嚴格遵循其最大功率定額,盡管短時(shí)間沒(méi)有問(wèn)題,例如100mW非線(xiàn)繞電阻損耗100mW功率持續100ms.
1.5 可變電阻
可變電阻是實(shí)驗室可變功率電阻的一般名稱(chēng).功率范圍在數十瓦到1kW 之間,作為可變電阻,可以用滑動(dòng)臂短接部分線(xiàn)圈電阻,很明顯,如果用電阻的一半,也只能損耗一半功率.如果300W 變阻器,一半電阻你不能讓它損耗大于150W 的功率.實(shí)際上,你應當根據變阻器功率和阻值計算出變阻器允許的電流,只要允許電流不超過(guò)變阻器的電流限值,就大可不必擔心調節負載時(shí)燒壞變阻器.但是,在調試有時(shí)未必能注意到負載電流大小,仍有可能超過(guò)電阻功率限值,最好的解決辦法是與變阻器串連一個(gè)算好功率的固定電阻,這樣即使可變電阻調到零,也不會(huì )損耗太大.
1.6 電阻的電感
如上所述線(xiàn)繞電阻是有電感的,即使碳膜、金屬膜或金屬氧化膜等為增加阻值,通?？坛陕菪€(xiàn)增加電阻幾何長(cháng)度,也是具有電感量的.小功率電阻一般用在控制電路中,除非是用來(lái)檢測電流,一般不注意電阻的電感問(wèn)題.一般線(xiàn)繞電阻具有一定電感量,在典型開(kāi)關(guān)頻率顯得感抗相當大,感抗可能大于電阻值,在電流躍變部分出現很大尖峰,不能正確反應電流波形和給出正確的電流讀數.某些制造廠(chǎng)生產(chǎn)一種特殊的線(xiàn)繞無(wú)感電阻,具有很低的電感(雖然不為零),當然這種電阻價(jià)格稍高些.
1.7 分流器
當要求檢測電流時(shí),可以采用霍爾元件、電流互感器.霍爾原理的電流互感器價(jià)格太高;電流互感器只是用于檢測交流電流或脈沖直流電流的磁性元件.成本雖然比霍爾元件低,但也比較復雜,也不能測量恒定直流電流,測量直流電流通常采用分流器.分流器是一個(gè)溫度系數幾乎為零(錳銅)的金屬條.分流器的尺寸按需要定.分流器是一個(gè)電阻,也具有電感,這就限制了它的應用.
作為例子,100A 電流在分流器時(shí)滿(mǎn)載產(chǎn)生100mV 壓降,(英美標準滿(mǎn)載電流電壓是100mV 或50mV,中國是75mV).其電阻為100mV/100A=1mΩ,分流器用金屬大約2.5cm長(cháng),具有電感為20nH.這樣器件的傳遞函數在頻率為f=1mΩ/(2π×20nH)＝8kHz 時(shí)為零.為減少電感的影響,可以加大檢測電壓(增加電阻值)或用多個(gè)金屬條疊裝并聯(lián)來(lái)減少電感.在后面將講到用差動(dòng)放大消除分流器電感對的信號影響.
有時(shí)接在電流通路中的檢測電阻比較小,連線(xiàn)電阻(或壓降)可以和檢測電阻比較,大大影響測量精度,且不易控制.為了減少連線(xiàn)電阻影響,在設計PCB 布線(xiàn)時(shí),應當從檢測電阻端專(zhuān)門(mén)用兩根信號線(xiàn)接出電流信號,決不要就近接地,單獨引出.為避免單線(xiàn)檢測,制造商利用分流器原理生產(chǎn)專(zhuān)用檢測電阻-四端電阻,在檢測電阻兩端再引出兩個(gè)檢測信號線(xiàn),提供信號輸出.
PCB 導電線(xiàn)是一段銅箔,當然它也有電阻.有時(shí)測量精度要求不高,PCB 電路線(xiàn)電阻作為電流檢測電阻.在這種情況下,既沒(méi)有附加大的損耗,也不提高成本.當然,電阻精度由PCB 線(xiàn)的尺寸精度決定,應當記住銅的溫度系數約為0.4%/℃,溫度升高監測電壓會(huì )隨溫度增加.
2 電容
在電源中應用相當多種類(lèi)的電容,輸出和輸入濾波電容、高頻旁路電容、諧振緩沖電容、電磁兼容濾波電容以及振蕩定時(shí)電容等等.并且每種應用對電容要求不同,使用的電容種類(lèi)也不同.如果你想完成你的電源設計,你必須在不同地方選擇不同的電容.表3.5 列出了電容選擇參考.
表3.5 電容的選擇指南
類(lèi)型 主要應用
鋁電解 當需要容量大,而且體積不重要時(shí),像變換器的輸出與輸入電容.
鉭電容 應用于相當大的電容量,像變換器輸出和輸入電容.
陶瓷電容 用于定時(shí)和信號應用
多層陶瓷電容 用于最低ESR.(即在變換器輸出與輸入電解旁并聯(lián))
塑料薄膜電容 用于高dV/dt,像準諧振變換器.
2.1 電容的類(lèi)型
用在電源輸出和輸入端的最普遍的是電解電容.可以買(mǎi)到不同類(lèi)型電解電容,但最常應用(最價(jià)廉)是鋁電解電容,常說(shuō)的電解電容就是指鋁電解電容(CD).
還有鉭電解電容(CA),有固鉭和液鉭.鋁電解有非常多種類(lèi),并有你所需要的電壓定額和容量(mF,和數百V 電壓),但尺寸比較大.鉭電容比鋁電容具有好得多的高頻特性,但價(jià)格貴而且電壓限制在100V 和容量數百?F 以下.中功率電源輸入最好選擇鋁電解電容,而輸出低壓采用貼片鉭電容.當然貼片比插件的容量小而電壓低.
定時(shí)和高頻旁路通常采用陶瓷電容,有瓷介電容和瓷片電容(CC).容量在幾個(gè)pF 到1?F.還能夠買(mǎi)到MLC(多層陶瓷)型電容,多層電容的ESR 極低且容量大,容量可達幾百?F,可以代替鉭電容.
另一類(lèi)是塑料介質(zhì)電容,有聚乙烯、滌綸(CL)、聚丙烯(CB)、聚四氟乙烯(CF)、聚碳酸脂等薄膜電容.特別是聚丙烯用于很高的dv/dt 電路中,像準諧振變換器和緩沖電路.紙介電容(CZ)高頻交流損耗大,一般只用于低頻濾波電路.
2.2 電容的標稱(chēng)值
不像電阻那樣,電容僅有少幾個(gè)標稱(chēng)值:1.0,1.2,1.5,.8,2.2,2.7,3.3 , 4.7 和6.8
等,這主要是因為電容的公差比電阻大.偶爾有5.6 和8.2.所以你在計算時(shí)間常數或環(huán)路補償時(shí),電容選擇一個(gè)標稱(chēng)值,然后選擇電阻達到你需要的時(shí)間常數,這要比用幾個(gè)電容合
成一個(gè)特殊值價(jià)廉得多.
2.3 各種電容使用的頻率范圍
表3.6 各種電容使用的頻率范圍
2.4 公差
電容不象電阻可以做到很高精度,一般有為10%的公差,而電解電容誤差更大.必須當心電解電容,證實(shí)產(chǎn)品是好的.仔細檢查在整個(gè)工作溫度范圍內的誤差,某些電容在-4℃時(shí)容量損失達80%.色碼電阻的容差符號如表3.5 所示.
表3.7 代碼--電容誤差值
F G C D J K M Z
± 1 ﹪ ± 2 ﹪ ± 0.25pF ± 0.5pF ± 5 ﹪ ± 10 ﹪ ± 20 ﹪ +80 –20﹪
2.5 ESR 和功率損耗
在電容手冊中規定了電容的等效串聯(lián)電阻(ESR),或者給出規定頻率(例如電解電容為120Hz)測試的損耗角tanδ＝ωCRESR.而你將它使用在高頻電路中,例如用在100kHz,這時(shí)電容的ESR是多少可能使你感到為難.而ESR與頻率、溫度和電壓定額有關(guān).在-25℃幾乎是25℃時(shí)的3 倍.為預測電容的ESR,你必須知道工作頻率時(shí)相差不大于1 個(gè)數量級的ESR數據.
例如,一個(gè)電源100kHz的電流紋波峰峰值1A,輸出電壓紋波峰峰值為50mV.變化的電荷量為:1A×(1/100kHz)=10μC,要是電容沒(méi)有ESR,需要電容量為C=Q/U=10μC/50mV=200μF.假定采用兩個(gè)100μF電解電容.100μF電容室溫下典型的ESR為100mΩ.為了將紋波降低到50mV,需要ESR＝50mV/1A＝50mΩ,兩個(gè)100μF并聯(lián)獲得(這里僅考慮ESR的影響,如果再考慮電容量和ESR一起對紋波電壓影響,應當為3 個(gè)100μF電容并聯(lián)).但是在-25℃時(shí)一個(gè)電容的ESR為300mΩ,實(shí)際上需要6 個(gè)電容.在低溫時(shí)6 個(gè)電容50mV.顯然設計的濾波器很大.高頻時(shí)ESR比電容量更主要,一般根據允許的紋波電壓和預計的ESR選擇電容量.由于ESR存在,在電容充放電電流產(chǎn)生電阻損耗(ESR)I2,引起電容發(fā)熱,這是影響電容壽命的主要因素.這里電流是有效值.
2.6 老化
電解電容的電解質(zhì)干涸而失去容量,這就是電解電容的老化.當容量超出容差范圍,判定電容的壽命終止.通常規定電解電容工作溫度85℃壽命1000 小時(shí)和105℃壽命2000 小時(shí). 很多電子設備的MTBF(Mean Time between Failures)主要由電容的壽命決定.但規定壽“1000 小時(shí)”實(shí)際上說(shuō)明電解電容一些問(wèn)題.如果將電源在高溫下運行,或運行許多年,你需要找一個(gè)電容至少標定電解電容2000 小時(shí),最好5000 小時(shí).那么接近老化定額時(shí)電容發(fā)生了什么?電容容量下降,電源紋波增加,直至電源不滿(mǎn)足規范.你等不到1 年看到電容的如何損壞,但是加速壽命試驗很快顯示出電容之間壽命的不同.電解電容的壽命與溫度有關(guān),電容的壽命隨溫度上升10℃下降1倍,所以85℃壽命2000 小時(shí),而在平均溫度25℃時(shí)壽命為2000×26=128000=16 年.這里用的是平均溫度,不是最大溫度,也不是額定溫度.除此之外,你將發(fā)現賣(mài)不到滿(mǎn)足整個(gè)壽命規范的電容.因為電容老化與溫度緊密相關(guān),所以電容安裝時(shí)盡量不要靠近功率器件和發(fā)熱源,同時(shí)通風(fēng)良好.多個(gè)電容安裝在一起時(shí),電容之間應當留有空隙.不同外形尺寸的電容間距離為φ40 以上>5mm,φ18~35 應>3mm,φ6~16 為>2mm.
2.7 d v/d t定額
在準諧振變換器中,通常采用不同類(lèi)型的金屬化塑料電容.在這種場(chǎng)合,諧振電流在ESR上損耗很大,這就是電容尺寸的限制因素.而電容用紋波電流來(lái)定額,基本上決定于ESR的I2R損耗和封裝的散熱性能,塑料電容有d v/d t(因為電荷Q=C×V,電流I=dQ/dt＝Cd v/d t)等效定額,為了證實(shí)你的電容定額是恰當的,需要在電路中測量.不論是測量通過(guò)電容的電流,還是它的d v/d t,取決于電路組態(tài)-你需要寬帶放大器精確測量d v/d t,但你需要一個(gè)測量電流的可能引入不必要電感的環(huán)路.總之,要確認你得到你用的電容d v/d t
定額.否則電容可能自損壞.
2.8 電容串聯(lián)
如果不能得到相應電壓的電容,是否可以將電容串聯(lián)?當電容串聯(lián)時(shí),形成一個(gè)分壓器.應當用電容量相同的電容器串聯(lián).為了均壓,在每個(gè)電容上并聯(lián)一個(gè)相等的電阻(圖3.2)使得電壓平衡.電阻上流過(guò)的電流工程上應比電容器的漏電流大5 倍以上來(lái)選擇電阻,以避免漏電流偏差影響均壓.
3.輸出整流元件
3.1 肖特基二極管
在輸出低壓低的變換器中肖特基作為輸出整流管是最好的,因為它正向壓降低,又沒(méi)有反向恢復時(shí)間,正確嗎?雖然它確實(shí)正向壓降低和沒(méi)有反向恢復時(shí)間,但肖特基二極管在陰極和陽(yáng)極之間通常有較大的電容.隨加在肖特基上電壓變化對此電容必然存在充電和放(當肖特基幾乎沒(méi)有加電壓時(shí),電容最大).這種現象非常像普通二極管的反相恢復電流.視電路不同,也可能其損耗比用一個(gè)超快恢復整流管時(shí)損耗大得多.還應當注意此結電容,雖然電荷Q 低,仍然可能與電路中雜散電感引起振蕩,在某些諧振設計中利用此特性做成軟開(kāi)關(guān).所以與普通二極管一樣有必要給肖特基加一個(gè)緩沖電路,這樣增加了損耗.此外肖特基在高溫和它的額定電壓下有很大的漏電流.漏電流可能將正激變換器次級短路,這也許就
是鍺二極管漏電流太大而不用的原因.因為這個(gè)緣故,為使反向電流不要太大,只能用到肖特基額定電壓的3/4,溫度不超過(guò)110℃.高壓肖特基與普通二極管正向壓降相近.你就沒(méi)有必要一定要用這樣的器件.如果今后技術(shù)發(fā)展,高壓肖特基二極管確實(shí)比雙極型二極管正向壓降低,則另當別論.
3.2 二極管并聯(lián)
設計一個(gè)12V 輸出16A 電流,能否用兩個(gè)10A 定額的二極管并聯(lián)?由于二極管正向壓降的負溫度系數特性和正向壓降的離散性,結果一個(gè)電流較大的二極管,損耗加大而溫度高,正向壓降降低電流繼續加大,正反饋,最后導致一個(gè)二極管流過(guò)全部電流而燒壞.所以雖然能將二極管并聯(lián)但應當注意熱平衡(即確保它們之間最小的熱組).如果用兩個(gè)分立二極管實(shí)際上這樣做不會(huì )很成功.要是兩個(gè)二極管做在一個(gè)芯片上,具有相同的熱和電氣特性.可以做到較好均衡.
3.3 反向恢復
肖特基沒(méi)有反向恢復時(shí)間,而所有雙極型二極管都有反向恢復問(wèn)題.它是在二極管正向導通電流IF關(guān)斷時(shí)刻,由于少數載流子存儲效應不能立即消失,還能在短時(shí)間trr=ta+tb(圖3.3)流過(guò)反方向(即由陰極到陽(yáng)極)電流,這個(gè)時(shí)間trr 叫做反向恢復時(shí)間.圖3.3 圖解了這個(gè)異?，F象.
在ta時(shí)間內反向電流上升到最大值,在變壓器的漏感和引線(xiàn)等寄生電感中存儲能量(圖3.4),此后(tb),二極管開(kāi)始截止,迫使電路中電流減少,存儲在電感中的能量釋放,與相關(guān)電路分布電容形成振蕩,產(chǎn)生嚴重的振鈴現象,這對變換器效率、電磁兼容造成極大影響.根據反向恢復時(shí)間將二極管的分成不同等級(普通整流管、快恢復,超快恢復等等).高頻變換器在輸出級峰值電壓50V以上總是采用超快恢復二極管,50V以下采用肖特基二極管.
輸出電壓低時(shí)采用同步整流MOSFET.同步整流的MOSFET的體二極管恢復速度很慢,通常大約為1μs.它不適宜作為整流管.這就是為什么通常用肖特基與同步整流MOSFET管并聯(lián):在MOSFET關(guān)斷時(shí)肖特基流過(guò)幾乎全部電流,這意味著(zhù)體二極管不需要反向恢復.
快速二極管損耗小,是否越快越好?但是如果是電網(wǎng)整流二極管用超快恢復二極管不是好主意.問(wèn)題是快恢復時(shí)間產(chǎn)生快速下降沿,引起電磁干擾.在這種情況下,最好還是采用普通的恢復時(shí)間5~10μs 的整流管.高電壓定額二極管比低電壓定額的二極管有更高的正向壓降和較長(cháng)的恢復時(shí)間.這就是為什么在滿(mǎn)足電路要求的前提下,盡可能選擇較低定額的整流管.大電流定額的二極管比小電流有更長(cháng)的恢復時(shí)間,大馬拉小車(chē)也不是好主意.
4 .功率晶體管(GTR)
目前使用的功率開(kāi)關(guān)晶體管也稱(chēng)GTR(巨型晶體管);有功率雙極型晶體管(BJT)、功率場(chǎng)效應晶體管(MOSFET)和絕緣柵型晶體管(IGBT).
開(kāi)關(guān)電源中功率管主要關(guān)心器件的導通電阻(或壓降)和開(kāi)關(guān)速度.功率晶體管的導通壓降和開(kāi)關(guān)速度都與其電壓定額有關(guān).電壓定額越高,導通壓降越大,開(kāi)關(guān)時(shí)間越長(cháng).因此,在滿(mǎn)足安全工作裕量(1.2~1.5 倍)工作電壓外,盡可能選擇電壓低的器件.
4.1 雙極型晶體管(BJT)
功率雙極型晶體管輸出特性有一個(gè)以集電極最大電流ICM,集電極最大允許損耗PCM,二次擊穿特性Is/b和集電極-發(fā)射極擊穿電壓U(BR)CEO為邊界構成的安全工作區(SOA).不管在瞬態(tài)還是在穩態(tài),晶體管電流與電壓軌跡都不應當超出安全工作區對應的邊界.同時(shí)邊界限值與溫度、脈沖寬度有關(guān),溫度升高有些邊界還應當降額.
許多小信號BJT二次擊穿特性在ICM,PCM,U(BR)CEO為邊界的安全區以?xún)?同時(shí)小信號BJT沒(méi)有開(kāi)關(guān)工作規范,列出最大直流集電極電流,但沒(méi)有與脈沖電流有關(guān)的曲線(xiàn).如果沒(méi)有給你電流脈沖電流定額,可假定器件能夠處理脈沖電流是額定直流的兩倍比較合理.如果這是按照保險絲電流來(lái)定額,脈沖電流幅值與脈沖持續時(shí)間有關(guān);事實(shí)上,電流限制是限制局部電流過(guò)大.短路時(shí)不超過(guò)2 倍直流電流最安全.
大電流BJT 功率管(不包括達林頓)的β一般較低,BJT 的β與電流、老化、溫度以及電壓定額等參數有關(guān).一般取最小β＝5~10.不要忘了集電極漏電流,每10℃增加1 倍.這將引起截止損耗.為降低晶體管的導通損耗,一般功率管導通時(shí)為過(guò)飽和狀態(tài).但這樣增
大了存儲時(shí)間,降低開(kāi)關(guān)了速度.為了減少存儲時(shí)間,晶體管在關(guān)斷時(shí)一般給B-E 極之間加反向電壓,抽出基區過(guò)剩的載流子.如果施加的反壓太大,B-E 結將發(fā)生反向齊納擊穿.一般硅功率晶體管B-E 反向擊穿電壓為5~6V.為避免擊穿電流過(guò)大,需用一個(gè)電阻限制擊穿電流.為了快速關(guān)斷晶體管,采用抗飽和電路,如圖3.5.電路中集電極飽和電Uce=UDb+Ube -UDc.如果UDb ＝Ube ＝UDc＝0.7V,則Uce=0.7V,使得過(guò)大的驅動(dòng)電流流經(jīng)集電極,降低晶體管的飽和深度,存儲時(shí)間減少,關(guān)斷加快.如果允許晶體管飽和壓降大,飽和深度降低,二極管Db可以用兩個(gè)二極管串聯(lián),則晶體管飽和壓降大約為1.4V準飽和狀態(tài),很小的存儲時(shí)間,關(guān)斷時(shí)間縮短,但導通損耗加大.雙極型功率管電壓電流定額越大,開(kāi)關(guān)速度越慢.例如采用抗飽和等加速開(kāi)關(guān)措施后,U(BR)CEO=450V,50A開(kāi)關(guān)管可以工作在50kHz,損耗可以接受.
4.2 MOSFET 晶體管
場(chǎng)效應晶體管有結型和MOS(Metal Oxide Semiconductor)型.功率場(chǎng)效應管一般是MOSFET.而MOSFET 還有P 溝道和N 溝道.較大功率一般不用P 溝道,因為與N 溝道相同電流和電壓定額的管子導通電阻比N 溝道大,同時(shí)開(kāi)關(guān)速度也比N 溝道慢.MOSFET 內部結構源極和漏極對稱(chēng)的,且可以互換的.只要在柵極和源極(漏極)之間加一定正電壓(N 溝道),就能導通.因此MOSFET 也常用于同步整流,它能雙向導通電流.
4.2.1損耗
損耗有三個(gè)部分:導通損耗,柵極損耗和開(kāi)關(guān)損耗.
導通損耗MOSFET完全導通時(shí),漏-源之間有一個(gè)電阻Ron上的損耗.應當注意手冊上導通電阻測試條件,測試時(shí)一般柵極驅動(dòng)電壓為15V.如果你的驅動(dòng)電壓小于測試值,導通電阻應比手冊大,而且導通損耗P=RonI2 也加大.同時(shí)你還應當知道導通電阻隨溫度上升而增加.
柵極損耗為驅動(dòng)柵極電荷損耗.即柵極電容的充放電損耗,它不是損耗在MOSFET上,而是柵極電阻或驅動(dòng)電路上.雖然電容與柵極電壓是高度非線(xiàn)性關(guān)系,手冊中給出了柵極達到一定電壓Ug的電荷Qg,因此將此電荷驅動(dòng)柵極的功率為P=QgVf.
開(kāi)關(guān)損耗隨著(zhù)MOSFET的交替導通與截止(非諧振),瞬態(tài)電壓和電流的交越導致功率損耗,稱(chēng)為開(kāi)關(guān)損耗.開(kāi)關(guān)電路中帶有電感,電流或電壓一般總是同時(shí)達到最大時(shí)轉換,如果電流或電壓隨時(shí)間線(xiàn)性變化,由此可以推導出開(kāi)關(guān)損耗:在斷續導通模式中,損耗為 P=IpkUpktsfs/2;
而在連續模式中,此損耗加倍.這里Upk為MOSFET由導通到截止時(shí)漏-源電壓(和截止到導通的連續模式);Ipk為漏極峰值電流;ts為開(kāi)關(guān)過(guò)渡時(shí)間;fs為開(kāi)關(guān)頻率.這就是為什么柵極驅動(dòng)越“硬”損耗越低.從損耗的角度希望驅動(dòng)越硬越好,也就是要求驅動(dòng)波形的前后沿陡.但因為MOSFET的輸入是一個(gè)電容,驅動(dòng)波形越陡,即開(kāi)關(guān)時(shí)dUg/dt越大,就意味著(zhù)必須要求驅動(dòng)電路提供很大的驅動(dòng)電流,驅動(dòng)信號源內阻越小越好.但是開(kāi)關(guān)速度越快,柵極電路微小寄生參數就會(huì )興風(fēng)作浪,而EMI問(wèn)題越突出.
總之,MOSFET 的總損耗是通態(tài)、柵極電荷和開(kāi)關(guān)損耗之和.而總損耗中僅僅是第一和第三項是損耗在MOSFET 上的.
4.2.2 柵極驅動(dòng)
從降低開(kāi)關(guān)損耗的觀(guān)點(diǎn)要求驅動(dòng)波形前后沿越陡越好,驅動(dòng)源是理想電壓源.但是,除了帶有驅動(dòng)電路的功率模塊以外,柵極驅動(dòng)電路不可能與柵極連線(xiàn)最短,連線(xiàn)電感是不可避免的.線(xiàn)路電感與輸入電容在驅動(dòng)電壓激勵下引起嚴重的振蕩,使驅動(dòng)無(wú)法正常工作.為此,一般總在MOSFET柵極串聯(lián)一個(gè)電阻,對振蕩阻尼在可接受范圍內.但是,電阻的加入破壞了驅動(dòng)的電壓特性,限制了驅動(dòng)電流,降低了前后沿陡度,驅動(dòng)波形前沿出現明顯指數上升特性,并在驅動(dòng)達到MOSFET開(kāi)啟電壓UT時(shí),由于漏-柵電容放電的密勒效應造成柵極電壓“打折”(圖3.6),加大導通損耗.在關(guān)斷時(shí),密勒電容的放電效應,使得關(guān)斷延緩或誤導通,增加了關(guān)斷損耗.因此,柵極電阻不能太大,只要抑制振蕩就行.從根本上應當盡量縮短柵極與驅動(dòng)連接距離.
但如果兩個(gè)MOSFET 并聯(lián),可能你仍用一個(gè)電阻,或許用它原來(lái)的一半.不,這樣不行,即使有另外限流措施,如磁珠串聯(lián),仍必須每個(gè)柵極一個(gè)電阻.原因是兩個(gè)MOSFET 有各自的柵極電荷和引線(xiàn)電感,形成一個(gè)欠阻尼振蕩網(wǎng)絡(luò ),柵極電阻主要是用來(lái)阻尼柵極振蕩.
為了避免振蕩,在柵極-源極之間并聯(lián)一個(gè)20V 穩壓二極管,箝位二極管擊穿保護柵極電壓不要超過(guò)它的最大值.
4.2.3 開(kāi)關(guān)速度
功率MOSFET 可以工作范圍很廣,低電壓下幾十瓦達1MHz 以上;數千瓦可達數百kHz.低電壓器件導通電阻很小,隨電壓定額提高,導通電阻隨電壓增加指數增加.大電流低壓MOSFET導通電阻非常小,開(kāi)關(guān)速度快.
4.3 IGBT
IGBT 結構相似于MOSFET 或BJT 復合管.具有MOSFET 的絕緣柵極輸入特性-電壓驅動(dòng)和相似BJT的導通壓降.但是由于BJT 的基極未引出,導通剩余載流子復合時(shí)間長(cháng),關(guān)斷時(shí)間長(cháng)-嚴重拖尾現象;輸出管是PNP 結構,導通壓降一般比NPN 結構高.器件電壓定額一般500V 以上,電流從數十安到數千安.最適宜變頻調速和高功率變換.電壓電流越大,可工作的頻率就越低.
5 .光耦合器
光耦合器簡(jiǎn)稱(chēng)光耦.它是有發(fā)光二極管與光敏晶體管組合而成的,利用光電效應傳輸信號.它是磁性元件以外的又一個(gè)提供輸入和輸出隔離傳輸信號器件,它比磁元件小而價(jià)廉.常用于需要隔離的小信號傳輸.光耦是半導體器件,它具有半導體器件共有的屬性.應用時(shí)應當注意如下問(wèn)題:
1) 電流傳遞比:α=Ic/ID.不同的發(fā)光二極管電流,α是不同的,有非常明顯得非線(xiàn)性;
2) 電流傳遞比和三極管的β一樣,離散性很大,同時(shí)傳遞比也與β一樣與溫度有關(guān),且比β溫度系數大.
3) 如果作為開(kāi)關(guān),有開(kāi)關(guān)延遲.一般延遲0.2~1μs.如果是光敏晶體管與三極管復合提高傳遞比的器件,延遲可達3~5μs.
4) 次級輸出管存在暗電流,而且與溫度有關(guān).
5) 在高壓應用時(shí),應當注意隔離電壓定額.
6. 運算放大器
運算放大器簡(jiǎn)稱(chēng)運放.在學(xué)校中講到模擬技術(shù)基礎中運算放大器時(shí),很少學(xué)生愿意花一點(diǎn)時(shí)間去理解運放的參數.運放參數很多,在開(kāi)關(guān)電源中影響運放性能的主要參數有輸入失調、增益、增益帶寬、相移和擺率等等.不管你是否運用運放,但你應當熟悉這些參數.
6.1 輸入失調電壓Uos
圖3.7 所示增益為11 的同相比例放大器(為討論方便,輸入接地,但失調的影響應當精確與加入輸入端電壓時(shí)相同).因為輸入端是接地的,我們可能真以為它的輸入也是零伏電壓.但LM2902 具有典型的失調電壓為2mV(如果不特別說(shuō)明可能是正,也可能是負).因此即使沒(méi)有輸入信號,同相端將實(shí)際存在2mV 輸入(正或負).當然,如果用在反相放大器,同樣的情況也會(huì )出現在反相端.此2mV 好象外部的輸入信號一樣在輸出端將有
22mV 輸出.此信號與有用信號疊加,如果在同相端引入100mV 信號,它的輸出可能是
100×11+0.022=1.122V,也可能是1-0.022=1.078V.很明顯,此值與所用的電阻絕對值無(wú)關(guān),只與電阻比值(增益)有關(guān).因此失調電壓只在象電流檢測mV 級小信號放大和需要高增益時(shí)才顯得特別重要.
6.2 輸入偏置電流
因為運放輸入級是一個(gè)差動(dòng)放大器,如果是由雙極型晶體管構成,每個(gè)晶體管必然有一個(gè)偏置電流,它是流入兩個(gè)輸入端的相同基極偏置電流.LM2902 典型的偏置電流Ib=90nA.如果圖3.7 運放兩個(gè)輸入端具有相同的輸入端電阻100k//10k＝9.1k,對電路沒(méi)有任何影響.但是如果同相端不是9.1k接
地,而是19.1k接地,于是輸入電阻有10k差值,引起直流偏差電壓為90×10=900μV,再乘以增益10,引起輸出9mV的誤差,與失調電壓引起的誤差可以比較.這就是為什么在兩個(gè)輸入端要用相同電阻的理由.
6.3 失調電流Ios
兩個(gè)偏置電流之差就是失調電流(可以想象偏置電流是共模電流,而失調電流為差模電流).仍用圖3.7 說(shuō)明失調電流對放大器的影響.與失調電壓十分相似.因為運放輸入阻抗不是無(wú)窮大,加一個(gè)電壓在輸入端,從源流進(jìn)很小差值電流.如LM2902 典型電流為5nA.這意味著(zhù)同相端(或反相端)有5nA(正或負)電流流入,是兩輸入端電流差.在圖示情況,在電阻9.1k 上流過(guò)5nA 電流,同相端看進(jìn)去電壓為U=5nA×9.1k=45.5μV(也可以是-45.5μV).如果增益為10,在輸出端有455μV輸出,這將與輸入失調電壓相加.可見(jiàn),如果輸入電阻(源電阻和外接電阻)較小時(shí),輸入失調電壓引起的誤差比失調電流更重要;如果源電阻大時(shí),失調電流引起的誤差比失調電壓更重要.
6.4 減少失調影響的措施
由于失調引起的總誤差為
V = [V os+ (I os ×R) +( I b×ΔR )] ×G
式中G-放大器增益;R-兩個(gè)輸入電阻的平均值;ΔR-兩個(gè)電阻差.造成失調誤差包括3 各部分:
a.為限制Ios的影響,應盡量減小運放的輸入電阻.但是,反饋電阻受運放輸出電流限制,普通運放一般為±5~7mA,如果在你使用的電壓范圍超過(guò)最大電流,運放飽和進(jìn)入非線(xiàn)性區,輸入電阻不能太小.同時(shí),反相運算時(shí),電阻小意味著(zhù)向信號源抽取更大的電流.當信號源內阻較大時(shí),降低了放大器增益.
b.確認輸入端電阻對稱(chēng)以消除Ib影響.
c.選擇恰當地運放,使Uos最小.遺憾的是,低Uos的運放較高的工作電流,低的帶寬,或兩者都小.在工程上,給定運用場(chǎng)合在兩者之間折衷.
6.5 大電阻限制
如果希望運放很大增益,你可能運用圖3.8 這樣壞例子.假定采用的運放在運用場(chǎng)合有適當地增益帶寬(可能這是不真實(shí)的,請看下面)-你真的能得到1000 增益?可能不是.麻煩不是運放,而是電阻,你把它們安裝在PCB 上.由于各種原因,它們的漏電流可能超過(guò)了流過(guò)10MΩ的電流量,很低的電阻將其分流.所以通常使用電阻如果沒(méi)有事先規定的話(huà),一般不超過(guò)1MΩ.可以將電阻減少到10kΩ,輸入電阻減少到1kΩ.也可用圖3.9 電路代替.
圖3.9 原理如下:
假設在同相端輸入端加10mV,迫使反相端建立10mV(在計算中不考慮失調).10mV 加在10kΩ上,流過(guò)1μA 電流,此電流通過(guò)90kΩ流到A 點(diǎn),在90kΩ上產(chǎn)生1μA×90kΩ＝90mV,此電壓加上反相端電壓10+90＝100mV.A 點(diǎn)100mV 電壓,意味著(zhù)1kΩ電阻上有100μA 電流流過(guò).這個(gè)電流(加上1μA)必須由運放輸出端經(jīng)98kΩ流出,所以壓降為
98k×101＝9.9V.輸出電壓加上A 點(diǎn)電壓100mV(0.1V),總輸出電壓為10V.增益為
10V/10mV＝1000.在這個(gè)電路中沒(méi)有一個(gè)電阻大于100kΩ.
6.6 增益帶寬積
如果用一個(gè)運放構成增益為10 的放大器.用來(lái)放大正弦波信號(先不考慮擺率問(wèn)題),不斷增加正弦波的頻率.在某個(gè)頻率,運放的增益開(kāi)始下降,運放的輸出不再大于輸入10 倍.進(jìn)一步增加頻率,在某個(gè)頻率,放大器的輸出幅度將與輸入相同.這個(gè)頻率與外部用來(lái)建立增益的元件無(wú)關(guān),稱(chēng)為運放的增益帶寬.也稱(chēng)增益帶寬積.當用運放作為電源的誤差放大器時(shí),你應當注意這個(gè)參數出現在何處.例如,計算閉環(huán)控制結果時(shí),在閉環(huán)設計一章詳細討
論,可能在接近頻率20kHz 需要增益300.運放做成增益300 也不壞,大多數運放在20kHz 工作的很好.遺憾的是兩個(gè)參數在一起意味著(zhù)運放必須具有帶寬300×20kHz＝6MHz 帶寬,這可能超過(guò)包括典型PWM 芯片在內的所有運放的增益帶寬.由于變換器帶寬達到數十kHz 這個(gè)成了十分注目的問(wèn)題.在誤差放大器中具有不恰當的帶寬的特性,即使通過(guò)校正回路補償,還可能引起變換器象不穩定等麻煩.
6.7 相位移
要是超過(guò)普通運放的增益帶寬積,還有另外一個(gè)問(wèn)題.隨著(zhù)注入運放的正弦波信號頻率增加,輸出信號產(chǎn)生與輸入信號之間有些相位移.要是此運放用作變換器的誤差放大器,這種傳輸附加的相位移減少了相位裕度,即使通過(guò)適當地校正,還會(huì )引起環(huán)路的不穩定.很少制造廠(chǎng)給出運放的相頻特性.相位移取決于運放的內部結構.一般高增益帶寬的運放在給定頻率比低增益帶寬的運放相位移大.事實(shí)上,決定一個(gè)運放在特定應用是否超過(guò)相位移的實(shí)際方法就是測量運放.例如,構成一個(gè)運放組成的跟隨器,運用網(wǎng)絡(luò )分析儀測量相位,參看測試一章.
6.8 擺率
如果給運放一個(gè)階躍信號,運放輸出由一個(gè)輸出電平跳到另一個(gè)電平變化速率稱(chēng)為擺率.在討論增益帶寬積的增益為10 倍的運放時(shí),假定輸入信號幅度很小.如果輸入電壓由零變?yōu)?V,那么輸出也將由零變?yōu)?0Vpp.如果輸入信號頻率為200kHz,1/4 周期達到峰值,即0.25×1/200kHz＝1.25μs,這意味著(zhù)運放至少需要擺率為10V/1.25μs=8V/μs,對于普通的運放,特別是低功率器件,不可能有這樣高的擺率.例如μA741 擺率僅1V/μs.什么時(shí)候此參數顯得重要?在變換器閉環(huán)設計中高帶寬變換器中,如果一個(gè)變換器小信號穩定度不夠,它也必須恰當的瞬態(tài)響應.當瞬態(tài)出現時(shí),誤差放大器輸出電平應跟著(zhù)迅速改變.如果運放不具有這種變化的擺率,你將發(fā)現你的變換器是如此之慢.總之,用作誤差放大器的增益帶寬積、相位移關(guān)系到變換器的小信號性能,擺率關(guān)系到大信號瞬態(tài)特性.
7. 比較器
比較器有單門(mén)限比較器和雙門(mén)限比較器.單門(mén)限比較器一般用于波形變換電路.雙門(mén)限比較器主要用于變換的保護電路.
7.1 遲滯
雙門(mén)限比較器也稱(chēng)為遲滯比較器.比較器的失調、偏置與運放完全相同.但比較器輸出是唯一的:要么高電平,要么低電平,不會(huì )在它們之間.(一般不要將運放作為比較器,更不要把比較器作為放大器).實(shí)際上,因為比較器是一個(gè)實(shí)際器件,有時(shí),它在兩種狀態(tài)之間振蕩,有時(shí)振蕩頻率很高,這種現象是比較器沒(méi)有遲滯.
例子:對于小的遲滯,很容易知道遲滯大小.圖3.10 電路,因為1k/100k＝0.01,遲滯量是參考電壓的1%.
7.2 輸出飽和電壓
比較器另一個(gè)獨有的概念是當它輸出低電平時(shí),通常不為零.比較器LM139 手冊指出,如果灌電流為6mA,規定低電平為0.6V.所以當設計遲滯時(shí),要檢查輸出多大灌電流.如
果大于1mA,你需要決定包含飽和電壓的遲滯電阻值.如果比較器驅動(dòng)NPN 晶體管,飽和電壓也是重要的數值.在低電平0.7V 足以驅動(dòng)NPN 晶體管BE 極使晶體管導
通,所以不能用比較器直接驅動(dòng)一個(gè)雙極型晶體管!為此,你需要一個(gè)阻斷二極管和一個(gè)下拉基極電阻.圖3.11 示出這種即使在最壞情況下避免晶體管誤導通電路.當比較器拉向低電平時(shí),即使僅700mV,二極管導通,抵消運放飽和電壓,保持晶體管截止.電阻10k 是需要的,僅加二極管,否則基極懸浮,而且可以流過(guò)部分漏電流.
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