距離第一篇文章發(fā)表已有好長(cháng)一段時(shí)間了（因女兒出生），現在我的小女兒已經(jīng)1歲多，所以我的制作 和研究又可以繼續了。在第一篇文章 中，曾推薦了一款采用國半高性能驅 動(dòng)芯片LME49810的功放。這塊芯片的 性能已經(jīng)在不同負載下測量過(guò)。得出 的建議是，驅動(dòng)級必須要為輸出級提 供足夠的驅動(dòng)電流，輸出級由此選擇 ON（安森美）的NJL3281D/1302D。 這對管子由于內含偏置二極管，具有 同時(shí)實(shí)現熱補償功能，因此傳統的Vbe倍乘器就可以取消了。
在本文中主要介紹電源部分的設 計及如何借助儀器監測功放的THD（總諧波失真加噪聲）指標、如何用頻譜分析的方法來(lái)調整功放的靜態(tài)電流至 最佳值，最后部分是功放的性能測試 結果，其中包括了THD測試、IMD測試和方波測試。
一、電源設計
本功放設計在8Ω 負載上至少有120W輸出。這樣，每個(gè)輸出級晶體管 將分擔1.9A的有效值電流（本功放使用 了兩對管子）。從NJL3281D/1302D的 資料可知，其V ce的線(xiàn)性工作區的最小值是5V，這樣要滿(mǎn)足滿(mǎn)功率輸出，電源電壓(V+、V-)至少要達到49V，其計算如下：
P out＝120(W)＝I 2out×8＝V 2out /8
Iout＝ 120/8= 15≈3.87(A)
V +=V - ＝ 120×8× 2+5≈49(V)
電源部分電路如圖1所示。V+ 及V-在滿(mǎn)功率輸出狀態(tài)起碼要49V，加上變壓器的損耗和紋波，我們選擇了未 經(jīng)穩壓的±55V，此時(shí)變壓器次級電壓 為交流39V。橋堆中的二極管在大電流 狀態(tài)下會(huì )有約1V的壓降，同時(shí)我們也必須考慮市電電壓的變化，這樣，就 需要一個(gè)雙0~42V次級電壓繞組的變 壓器，且次級必須要能提供4A的有效 值電流。如果你希望在4Ω負載上得到 翻倍的輸出功率，就必須要有一個(gè)滿(mǎn) 足8A電流的變壓器！光有大變壓器還 不行，大水塘式電容也是必要的。我 使用了兩個(gè)橋堆（B1、B2）來(lái)組成雙 橋全波整流，這樣DC 0V也包含在整流 回路中。兩個(gè)整流橋中的二極管應有足夠承受高浪涌電流的能力，因為在每個(gè)100Hz周期中，大水塘電容在極短 時(shí)間內的充電電流很高，一般會(huì )超過(guò)100A！
在市電輸入端并聯(lián)一個(gè) 0.15μ F的X形電容可降低射頻干擾。市電輸入和直流輸出端都帶有保險絲管保護。直流輸出線(xiàn)上的保險絲管可能會(huì )由于其微小的阻抗而在輸出大信號時(shí)造成 寄生紋波。曾做過(guò)一個(gè)5A的保險絲管經(jīng)歷不同頻率下其阻抗變化的試驗，其結果是在1kHz頻率下會(huì )有17.43mΩ的阻抗。圖 2則顯示的是在不同狀況下直流輸出的波形（在輸入端交流耦 合情況下測量的），從圖2可以看到在100Hz紋波上面又寄生了從主放大器及 整流電路竄入的1kHz干擾波。這個(gè)波形隨著(zhù)使用保險絲管而增大，然而，增加的寄生紋波對功放的性能并沒(méi)有什么太大的影響，因為本功放有性能很高的PSRR（電源紋波抑制比）電路，它可 以在輸出端使此紋波大幅消除。
二、不需要預驅動(dòng)級
因為NJL3281D/1302D在Ic≤5A的情 況下最小電流增益（h FE）可達到75， 此時(shí)，其基極驅動(dòng)峰值電流將不超過(guò)38mA，同時(shí)，BD139/140在被用作 驅動(dòng)時(shí)，其最小電流增益也有40。因 此，我們最多可以從LME49810吸取不 大于1mA的驅動(dòng)電流，這樣我們就沒(méi)有必要再增加一級預驅動(dòng)或使用達林頓管子來(lái)滿(mǎn)足滿(mǎn)功率輸出的需要。在 LME49810數據資料中明確了在芯片的 Source 和Sink引腳內部已經(jīng)包含了射 極跟隨器電路（EF），這個(gè)射極跟隨器其實(shí)已經(jīng)是輸出級真正的預驅動(dòng)級 了。圖3所示的是用于后續測試的功放 電路圖，其中DNP表示不用安裝的元 件。靜音控制電壓(mute bias) 以及削波 指示燈（clip LED）的5V電壓是通過(guò)穩 壓管來(lái)獲得的。
三、調試步驟
筆者建議在功放調試過(guò)程中采用 逐級測試的方法（從LME49810到輸出 級），這樣的步驟有助于盡早發(fā)現問(wèn) 題并及時(shí)排除。本功放分3步來(lái)調試： 即單獨的LME49810、LME49810加驅 動(dòng)級以及完整的放大器。
首先不安裝驅動(dòng)級部分的電路，按照LME49810資料搭建了負反饋環(huán)路，使電路可以正確 工作，并測量電路是否存在任何不正常的狀況，本部分電路僅 需要20mA的工作電流。在輸出端接上示 波器，并在輸入端注 入正弦波信號，如果 在輸出端可以見(jiàn)到放 大后的正弦波，就可以進(jìn)入下一步驟。
第二步，焊接上驅動(dòng)級部分電路，并重復前述步驟直至正常工作。此步驟調 試 中要加入靜態(tài)電流調整電位器來(lái)提供驅動(dòng)級的偏置電壓。
最后一步，加上輸出級的電路即功率管部分。切記：務(wù)必在每條直流 供電線(xiàn)上串聯(lián)一個(gè)33Ω的電阻以提供 過(guò)流保護。如圖4所示，將靜態(tài)電流電 位器調節到A的位置，這將使靜態(tài)電流 調節到最小。如果33Ω電阻上的電壓 沒(méi)有超過(guò)1V，恭喜你，這個(gè)電路看來(lái) 已經(jīng)基本上可以正常工作了。我們也要順便檢查下輸出中點(diǎn)電壓，正常情況下應該在10mV內。然后，我們可以 繼續調節此電位器來(lái)觀(guān)察33Ω電阻上 的電壓讀數是否有相應的變化。電路 初始設定每個(gè)輸出功率管的靜態(tài)電流 為50mA。正常情況下，將電位器調節 到B位置就可以達到這個(gè)靜態(tài)電流。我們可以在調節電位器時(shí)，監測任意一個(gè)功率管的發(fā)射極電阻上的電壓降來(lái) 觀(guān)察靜態(tài)電流的變化，當電阻上的電壓為0.22(Ω)×50(mA)=0.011(V)時(shí)，就調節到了設計的初始靜態(tài)電流。
下面所做的工作是找出最佳偏置點(diǎn)（靜態(tài)電流）。
安裝好的功放如圖 4所示。功放的輸出級調整到通常所謂的甲乙類(lèi)狀態(tài)。驅動(dòng)級和輸出級的偏置電壓由連 接在芯片BiasP和BiasM引腳上的可調電阻以及輸出功率管的內置二極管共同產(chǎn)生。從LME49810的數據資料可知，BiasP和BiasM引腳可以提供典型值為2.8mA的電流。假設所有晶體管的Vbe導 通電壓為0.6V，則偏壓至少要調節到1.2V以上才可使驅動(dòng)級和功率級的管子 都導通工作。理論上可調節電阻計算方式為1.2/0.0028≈428.5（Ω），本電 路中使用了一個(gè)500Ω的可調節電阻。 我們希望在輸出波形0點(diǎn)的位置且在小功率輸出狀態(tài)時(shí)，有一個(gè)足夠使 所有的輸出管子維持導通狀態(tài)的偏置電壓來(lái)避免交越失真。在偏置調節的同時(shí)，我們測量了輸出波形的THD+N指標并進(jìn)行了 FFT（快速傅里葉變換）頻譜分析。
在緩慢調節電位器的同時(shí)測量1kHz信號在8Ω負載上輸出10W功率時(shí)的THD+N。儀器的帶寬設定為22Hz～30kHz。
當電位器如圖4所示置于B位置時(shí)，THD+N為0.0056%，此時(shí)每個(gè)輸出 管的靜態(tài)電流大約在8mA。THD+N曲 線(xiàn)如圖5所示（已去除基波），我們可 以清楚地發(fā)現在輸出波形的0點(diǎn)附近發(fā) 生了交越失真。圖6所示的頻譜分析圖也驗證了有大量的諧波產(chǎn)生，相比輸出電平，諧波失真在-80dB以下。有人會(huì )說(shuō)，如此低的失真將不可耳聞，調試到此結束了。然而，筆者認為對 于工程技術(shù)而言，對已有的電路進(jìn)行 不斷優(yōu)化是最基礎、最必要的工作。如何影響聽(tīng)感則因存在主觀(guān)因素，這 不在本文討論的范圍內。當我們逐步將電位器調節到C位置時(shí)，此時(shí)靜態(tài)電 流已經(jīng)增加到每輸出管80mA，THD+N則降低到了0.0035%，此時(shí)相應的FFT頻 譜 測 量 圖 如 圖 7所 示 。 從 圖 中 看 ，雖然性能得到了提升，但依然還存在 一些高次諧波成分。在分析儀繼續監 測下，我們不斷增加靜態(tài)電流，最終 在某個(gè)靜態(tài)電流下三次以上諧波基本 消失，如圖8所示。圖9則顯示了此時(shí) 的輸出波形和殘余失真，可以清楚地 看到殘余成分僅為純的三次諧波。這 是電位器的D位置，其THD+N指標為0.001%（加入了400Hz高通濾波器以濾 除100Hz哼聲干擾，目的是觀(guān)察一些微小的差異）。
對比三種靜態(tài)電流在不同輸出功 率下所測得的THD+N值（電位器分別 置于B、C、D位置）如圖10所示。我們發(fā)現在大功率輸出狀態(tài)下，當電位 器調節到D位置時(shí)其THD+N要比C位置 稍微高一些。D位置時(shí)每個(gè)輸出管的靜 態(tài)電流已經(jīng)達到了400mA，此時(shí)散熱 器已經(jīng)是相當的燙了。
四、性能評估
我們對本功放在8Ω負載和4Ω負載和 4 Ω負載下不同輸出功率的THD+N進(jìn)行了測量和對比，儀器測量帶寬定為22Hz~30kHz，一個(gè)1 kHz信號被輸入到 放大器。從圖11和圖12中觀(guān)察， 在8Ω 和4Ω負載時(shí)，輸出功率在THD+N為1% 時(shí)分別達到120W和240W，本功放完全達到了我們期待的輸出能力。當驅動(dòng)4Ω負載時(shí)，失真略有增加。不同輸 出功率時(shí)THD+N在100 Hz、1 kHz 以及10 kHz時(shí)的AP圖（音頻分析儀）如圖13所示。
接下來(lái)測試功放在音頻頻譜中的THD+N指標。我們測量了輸出 1W、10W和100W時(shí)的 THD+N，從圖14可以發(fā)現，失真隨著(zhù)頻率的增加而逐 漸增加，這在大部分帶有負反饋的放 大器中是個(gè)典型的趨勢。當頻率增大 時(shí)，隨著(zhù)開(kāi)環(huán)增益的下降，反饋量也 減少。功放在整個(gè)音頻頻譜范圍內均 達到相當低的失真率。
常規的THD+N分析對于評估功放的線(xiàn)性放大能力是個(gè)有力的工具，然而，它無(wú)法對10kHz以上的頻率提供精 確的測量。在實(shí)踐中，失真儀僅會(huì )在其測量帶寬內綜合統計下降趨勢的諧波成分。假設儀器帶寬設定為22 Hz~30kHz，則失真儀只會(huì )統計到10 kHz信號 的三次諧波成分。當然，我們完全可以通過(guò)放寬帶寬來(lái)統計更多的諧波，然 而，這樣做也使噪聲中的功率增加，使 諧波失真不能得到精確測量。
另外，采用同時(shí)給功放注入兩個(gè) 不同頻率的正弦波信號的方法，也是衡量放大器高頻線(xiàn)性度的一個(gè)有效辦法。因為功放幾乎都存在非線(xiàn)性的因 素，因此其輸出中必然包含兩種正弦 波的互調失真成分(IMD= intermodulation distortion) 。我們可以按照SMPTE（美國影視技術(shù)人員協(xié)會(huì )）協(xié)會(huì )和 CCIF（國際電話(huà)咨詢(xún)委員會(huì )）協(xié)會(huì )推薦的 方法來(lái)完成功放的IMD測量。SMPTE測試指定了兩個(gè)頻率：f 1=60Hz 以及f 2=7kHz，高頻率信號和低頻率信號按 照1:4的幅度線(xiàn)性混合后輸入功放。如 果功放存在IMD失真，則在輸出信號中，高頻音調信號周?chē)鷮a(chǎn)生邊帶族頻譜（f 2±f 1、f 2±2f 1等）。圖15顯 示了1W輸出下SMPTE的頻譜測試，7kHz信號環(huán)兩側有上述提到的多個(gè)邊 帶。如果輸出功率提高到90W，則邊 帶信號也被充分放大，如圖16所示。 在不同功率下SMPTE測試的IMD失真對 比如圖17顯示。
使用兩個(gè)相同幅度的雙音高頻信號（f1=19kHz以及f 2=20kHz）同時(shí)輸入 功放，是CCIF協(xié)會(huì )用來(lái)測量功放的IMD 失真的方法。我們只給出 f 2–f 1的差頻（1kHz）的低頻段IMD失真。圖18顯示 了（19+20）kHz雙音頻信號下的測試 頻譜，相對測試信號1 kHz差頻的諧波 失真大致為-76 dB。不同功率下失真度 變化如圖19顯示。
然而，我們也迫切需要一個(gè)衡量功放穩定性的辦法，最直接的方法就 是環(huán)路增益測量法。使用方波信號來(lái) 測試功放就是一個(gè)好辦法。本功放輸 入了一個(gè)20kHz的方波信號，輸出波形 如圖20顯示。功放輸出方波的上下沿 沒(méi)有任何振鈴現象，說(shuō)明本功放非常 穩定。
綜上所述，無(wú)論從哪個(gè)角度看， 本功放在所有測試中都表現出了超強 的性能LME49810芯片使設計和制作 高性能功放變得更簡(jiǎn)單。
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