本資料為DC/DC轉換器電路的設計提供一些提示，盡量用具體事例說(shuō)明在各種制約條件下，怎樣才能設計出最接近要求規格的DC/DC轉換器電路。
DC/DC轉換器電路的各種特性（效率、紋波、負載瞬態(tài)響應等）可根據外設元件的變更而變更，一般最佳外設元件因使用條件（輸入輸出規格）不同而不同，例如，當您問(wèn)“怎樣才能提高效率？”，回答“視使用條件而不同”或者“那要看具體情況啦”，感覺(jué)好像被巧妙地塘塞過(guò)去了，估計您也遇到過(guò)這樣的情況吧。那么，為什么會(huì )出現這樣的回答呢？其理由就是因為電源電路大多使用市售的商品作為電路的一部分，所以必須既要考慮大小、成本等的制約又要考慮電氣要求規格來(lái)設計。
通常產(chǎn)品目錄中的標準電路選定的元件大多是在標準使用條件下能發(fā)揮一般特性的元件，因而，并不一定能說(shuō)在各種使用條件下都是最佳的元件選定。所以在各個(gè)設計中，必須根據各自的要求規格（效率、成本、貼裝空間等）從標準電路進(jìn)行設計變更。但要能設計出符合要求規格的電路，需要足夠的知識和經(jīng)驗。
本資料就用具體的數值為不具備這些知識和經(jīng)驗的人說(shuō)明哪些元件如何改變就能達到要求的動(dòng)作，這樣不需要進(jìn)行復雜的電路計算就能快捷地使DC/DC轉換器電路正常工作。至于正常工作后對設計的檢驗，可以自己以后細細地計算，也可以一開(kāi)始就請具有豐富知識和經(jīng)驗的人進(jìn)行檢驗。
DC/DC轉換器的種類(lèi)和特點(diǎn)
DC/DC轉換器電路根據其電路方式主要有以下一些：
非絕緣型
基本（單線(xiàn)圈）型
電容耦合型雙線(xiàn)圈SEPIC, Zeta,…
電荷泵（開(kāi)關(guān)電容／無(wú)線(xiàn)圈）型
絕緣型
變壓器耦合型 正向
變壓器耦合型 回掃
基本型系指通過(guò)將電路工作限定為只升壓或者只降壓來(lái)最低限度地減少元件數目，輸入側和輸出側沒(méi)有電氣絕緣的類(lèi)型。
圖1所示為升壓電路
圖2所示為降壓電路
這些電路具有小型、便宜、紋波小等優(yōu)點(diǎn)，隨著(zhù)設備的小型化對它們的需要在增加。
SEPIC、Zeta分別是在基本型的升壓電路、降壓電路的VIN－VOUT間插入電容器，并增加了一個(gè)線(xiàn)圈。而且，都可通過(guò)使用升壓DC/DC轉換器控制IC、降壓DC/DC轉換器控制IC構成升降壓DC/DC轉換器。但有些DC/DC轉換器控制IC沒(méi)有設計成用于這些電路方式，故在選用時(shí)需要注意。這些電容耦合雙線(xiàn)圈型具有VIN-VOUT間能夠絕緣的優(yōu)點(diǎn)，但因增加線(xiàn)圈和電容器，效率會(huì )變低，尤其是降壓時(shí)效率也大幅降低，是通常的70%～80%左右。
電荷泵型因為不需要線(xiàn)圈，所以其優(yōu)點(diǎn)在于貼裝面積、貼裝高度都小，然而因其對多種輸出電壓和大電流不易制作效率好的電路，所以也有用途被限制在白LED驅動(dòng)用和LCD用電源等的一面。
絕緣型的也被稱(chēng)為一次電源（主電源），主要被廣泛用于從商用電源（AC100V～240V）變壓為DC電源的AC/DC轉換器、因去除噪聲等理由輸入側和輸出側需要絕緣等時(shí)。因為它們使用變壓器將輸入側和輸出側分離，故可以通過(guò)改變變壓器的匝數比和二極管極性來(lái)構成升壓／降壓／反轉等控制，從而，能從一個(gè)電源電路獲得多個(gè)電源。尤其是使用回掃變壓器的因能由較少的元件構成，有時(shí)也被用作二次電源（局部電源）電路。但是，由于回掃變壓器需要用于防止內核磁飽和的空隙，所以外形尺寸較大。而正向變壓器雖然易于獲得大功率電源，但在一次側需要用于防止內核磁化的復原電路，因而元件數目增加。變換器控制IC也需要輸入側和輸出側的GND分離的。
DC/DC轉換器的基本工作原理
我們拿最基本的基本型來(lái)說(shuō)明一下DC/DC轉換器電路的升壓和降壓的工作原理。其它使用線(xiàn)圈的電路方式在升壓電路和降壓電路的組合或應用電路都可見(jiàn)到。
圖3、圖4說(shuō)明了升壓電路的工作。圖3所示是FET為ON時(shí)的電流路徑，虛線(xiàn)雖是微小的漏電流，但會(huì )使輕負載的效率變差。在FET為ON的時(shí)間里在L積蓄電流能。圖4是FET為OFF時(shí)的電流路徑，FET即便OFF，L也在工作要保持OFF前的電流值，線(xiàn)圈的左端被強制性固定于VIN，進(jìn)行升壓工作提供足以給VOUT接上電壓的電源功率。
由此，FET的ON時(shí)間長(cháng)L里積蓄的電流能越大，越能獲得電源功率。但是，FET的ON時(shí)間太長(cháng)的話(huà)，給輸出側供電的時(shí)間就極為短暫，FET為ON時(shí)的損失也就增大，變換效率變差。因而通常限制占空比的最大值以便不超過(guò)適宜的ON/OFF時(shí)間比（占空比）。
升壓工作就是反復進(jìn)行圖3、圖4的狀態(tài)。
圖3．升壓電路中FET為ON時(shí)的電流路徑
圖4．升壓電路中FET為OFF時(shí)的電流路徑
圖5、圖6說(shuō)明了降壓電路的工作。圖5所示是FET為ON時(shí)的電流路徑，虛線(xiàn)雖是微小的漏電流，但會(huì )使輕負載時(shí)的效率變差。在FET為ON的時(shí)間里在L積蓄電流能的同時(shí)為輸出供電。圖6是FET為OFF時(shí)的電流路徑。FET即便OFF，L也在工作要保持OFF前的電流值，使SBD為ON。此時(shí)，由于線(xiàn)圈的左端被強制性地降到0V以下，VOUT的電壓下降。
由此，FET的ON時(shí)間長(cháng)L里積蓄的電流能越大，越能獲得大功率電源。降壓時(shí)，由于FET為ON時(shí)也能給輸出供電，所以不需要限制占空比的最大值，因而輸入電壓低于輸出電壓時(shí)，FET為常ON狀態(tài)，不能進(jìn)行升壓工作，故輸出電壓也降低到輸入電壓以下。
降壓工作就是反復進(jìn)行圖5和圖6的狀態(tài)。
圖5．降壓電路中FET為ON時(shí)的電流路徑
圖6．降壓電路中FET為OFF時(shí)的電流路徑
DC/DC轉換器回路設計的4個(gè)要點(diǎn)
DC/DC轉換器電路所要求的規格中應重視的項目如下：
穩定工作(＝不會(huì )因異常振動(dòng)等誤動(dòng)作、燒損、過(guò)電壓而損壞)
效率大
輸出紋波小
負載瞬態(tài)響應好
這些可通過(guò)變更DC/DC轉換器IC和外設元件得到某種程度的改善。這4個(gè)項目的加權因各項具體應用而不同，下面從選擇各元件的觀(guān)點(diǎn)出發(fā)，以怎樣才能改善這4個(gè)項目為中心進(jìn)行說(shuō)明。
DC/DC轉換器開(kāi)關(guān)頻率的選擇
DC/DC轉換器IC具備固有的開(kāi)關(guān)頻率，頻率的不同會(huì )對各種特性產(chǎn)生影響。一般來(lái)說(shuō)，開(kāi)關(guān)頻率的不同會(huì )對表2中所示的各種特性產(chǎn)生影響。
表2 開(kāi)關(guān)頻率與各種特性的關(guān)系
圖7～圖8以XC9235/XC9236(1.2MHz)和XC9235/XC9236(3MHz)為具體例子表明開(kāi)關(guān)頻率與效率的關(guān)系。效率明顯呈現表2中所示的結果。效率最大的電流值不同是因為不同的開(kāi)關(guān)頻率適合的感應系數值也不同的緣故。對于結構相同的線(xiàn)圈，感應系數越大直流電阻越增加，重負載時(shí)的損失增加，由此，效率最大的電流值越是低頻的越會(huì )向輕負載側移動(dòng)。相反，頻率高則因FET的充放電次數增加和IC自身的靜態(tài)消耗電流增大，3MHz產(chǎn)品比1.2MHz產(chǎn)品在輕負載時(shí)的效率大幅度變差。
綜合來(lái)看這些影響，可知1.2MHz產(chǎn)品的效率最大值大（＝效率圖的峰值最大），效率最大的輸出電流值?。ǎ叫蕡D的峰值偏左）。此外，PFM工作時(shí)，輕負載時(shí)的頻率都進(jìn)一步下降，效率明顯得到改善。
圖7．XC9235/XC9236
VOUT=1.8V設定(振蕩頻率1.2MHz)
圖8．XC9235/XC9236
VOUT=1.8V設定(振蕩頻率3MHz)
圖9．XC9235/XC9236
圖7～圖8的測試電路
場(chǎng)效應晶體管（FET）的選擇
對電壓?電流的絕對最大額定值，選擇以減少開(kāi)關(guān)時(shí)的尖峰噪聲和脈沖噪聲的故障率為目的的、額定值為使用電壓的1.5倍～2倍左右、RDS和CISS引起的損失最小的產(chǎn)品，可構成效率好的DC/DC轉換器電路。雖然RDS和CISS都是越小損失也越小，但因RDS和CISS成反比關(guān)系，改善損失大的一方效果更好。
CISS引起的損失是FET的柵源極間充放電時(shí)被丟棄的功率，可用CISSVGS2f/2來(lái)表示。驅動(dòng)電壓和開(kāi)關(guān)頻率越大損失就越大，由于重負載時(shí)和輕負載時(shí)損失值基本相同，所以會(huì )使輕負載時(shí)的效率大幅度變差。
而RDS引起的損失是作為因FET的漏源極間電阻成分發(fā)生的熱而放出的，它的值用RDSID2來(lái)表示，負載越大其值越是增大。因此，可以說(shuō)輕負載時(shí)減少CISS引起的損失對提高效率的效果較好，重負載時(shí)減少RDS引起的損失效果較好。將上述內容歸納于下面的表3中。
表3 選擇FET之例
輸入電流可用輸出(負載)電流×輸出電壓÷輸入電壓÷效率來(lái)計算求出。效率未知時(shí)，可姑且升壓時(shí)采用70%，降壓時(shí)采用80%左右來(lái)計算。
圖10是圖11所示的XC9220C093的外設元件中只更換了FET后測試的效率圖。其中所用的各FET的規格值如表4中所示。
從圖10來(lái)看，使用RDS小的FET(XP162A11C0)呈現能驅動(dòng)更大電流，重負載時(shí)的效率得到若干改善的趨勢。但也可知進(jìn)一步大幅度降低輕負載時(shí)的效率，不必要地使用電流驅動(dòng)能力大的FET是不適當的。
圖10. XC9220C093
更換FET后的效率変化
圖11. XC9220C093
圖10的測試電路
表4 FET的各種特性
線(xiàn)圈的選擇
開(kāi)關(guān)頻率不同的話(huà)，最佳L值也不同，因為線(xiàn)圈的電流與FET的ON時(shí)間成正比，與L值成反比。
線(xiàn)圈引起的損失表現為線(xiàn)圈的繞線(xiàn)電阻RDC、鐵氧體磁心產(chǎn)生的損失等的合計值。不過(guò)對于2MHz左右的開(kāi)關(guān)頻率，可以認為線(xiàn)圈的大部分損失是RDC引起的損失，首先應選擇RDC小的線(xiàn)圈。但是為了減小RDC而選擇L值過(guò)小的線(xiàn)圈的話(huà)，在FET為ON的時(shí)間內電流值過(guò)大，FET、SBD、線(xiàn)圈產(chǎn)生的熱損失變大，效率下降。而且，因電流增加，紋波也增大。
相反，L值過(guò)大的話(huà)，RDC變大，不僅重負載時(shí)的效率變差，而且鐵氧體磁心發(fā)生磁飽和，L值急速減少，這樣就不能發(fā)揮出線(xiàn)圈的性能，陷入電流過(guò)大引起發(fā)熱的危險狀態(tài)。因而，為了在L值大的線(xiàn)圈流經(jīng)大電流，形狀上必須有一定程度的大小，以避免磁飽和。
綜上所述，從相對于開(kāi)關(guān)頻率的外形尺寸和效率兩個(gè)方面來(lái)考慮的話(huà)，適當的L值已被限定。表5所示為各開(kāi)關(guān)頻率值的標準L值。 為VIN，VOUT在6V 以下的參考數據。
圖12、圖13所示是圖14所示的XC9104D093（升壓）電路圖12所示的是圖13的XC9104D093升壓電路的效率圖, 出示只變更L值的效率變化。
同樣，圖14、圖15所示是圖16所示的XC9220A093（降壓）電路的效率和紋波的實(shí)例。
兩個(gè)實(shí)例都是線(xiàn)圈結構相同時(shí)，增大L值則最大輸出電流值減少，輕負載時(shí)的效率增大，紋波減少。由此可知選擇與輸出電流相適應的L值是非常重要的。
圖12. L值與效率的關(guān)系
（升壓時(shí):XC9104D093）
圖13. XC9104D093
圖12的測試電路
圖14. L值與效率的關(guān)系
（降壓時(shí):XC9220A093）
圖15. L值與紋波的關(guān)系
（降壓時(shí):XC9220A093）
圖16. 圖14、圖15
XC9220A093的測試電路(PWM=CE=VIN)
肖特基勢壘二極管（SBD）的選擇
有關(guān)絕對最大額定值，根據與FET同樣的理由，應選擇相對于使用條件的1.5倍～2倍左右的產(chǎn)品。SBD的損失為正向熱損失VF×IF和反向漏電流IR引起的熱損失的合計值。因此，選擇VF、IR都小的產(chǎn)品比較理想。但是，VF與IR成反比關(guān)系，一般要視負載電流而選用。VF在重負載時(shí)大，考慮到IR與負載無(wú)關(guān)為一定的值，所以輕負載時(shí)選擇IR小的產(chǎn)品對提高效率的效果較好，重負載時(shí)選擇VF小的產(chǎn)品效果較好。將上面的內容歸納于下面的表6中。
表6 選擇SBD的要點(diǎn)
圖17所示是圖18所示的XC9220A093電路中只用表7所示的SBD變更時(shí)的效率變化?？煽吹脚cXBS203V17相比, XBS204S7的IR小,所以輕負載時(shí)的效率高,而因VF較大,所以重負載時(shí)效率低。
圖17. XC9220A093
SBD的選擇與效率的不同
圖18. 圖17的測試電路
XC9220A093(降壓時(shí))
表7 測試了圖17的SBD的各種特性
CL的選擇
CL越大則紋波越小，但過(guò)分大的話(huà)，電容器的形狀也大，成本提高。CL由所需的紋波大小而定。首先，大致以10mV～40mV的紋波大小為目標，升壓時(shí)從表8的電容值開(kāi)始，降壓時(shí)從表9的電容值開(kāi)始。但是，不支持低ESR電容器的DC/DC有異常振蕩的危險，以連續模式使用時(shí)要想采用低ESR電容器的話(huà)，應預先檢查負載瞬態(tài)響應，確認輸出電壓能否及時(shí)穩定(振蕩大致在2次以?xún)燃词諗?。
圖19是圖20所示的XC9104D093中只更換了CL后測試的輸出紋波變化。紋波與ESR成正比，與電容值成反比地增大。鋁電解電容時(shí)，沒(méi)有并聯(lián)的陶瓷電容的話(huà)，ESR過(guò)大難以獲得輸出電流。
表8 升壓時(shí)CL的標準
表9 降壓時(shí)CL的標準
圖19.隨CL值變化的輸出側紋波例(XC9104D093)
圖20. XC9104D093 圖19的測試電路
CIN的選擇
雖然不及CL對輸出穩定性的影響大，但CIN也是電容值越大、ESR越小則輸出穩定性越好，紋波也越小。大到某種程度，降低輸出紋波的效果會(huì )變小，從防止對輸入側的電磁干擾(EMI)的意義上說(shuō)，電容值應從CL的一半左右開(kāi)始探討較好。
圖22同樣顯示了使圖23中的CIN變化時(shí)輸入側紋波大小會(huì )發(fā)生怎樣的變化。雖然是一般不常進(jìn)行確認的數據，但對降低EMI是很重要的數據。CIN不會(huì )因ESR太小而輸出振蕩，所以盡量使用低ESR電容為宜。
RFB1, RFB2的選擇
使用FB（反饋）產(chǎn)品時(shí)，RFB1、RFB2用于決定輸出電壓，對同一輸出電壓有時(shí)可考慮多種組合。此時(shí)選擇RFB1+RFB2=150kΩ～500kΩ比較妥當。這里成為問(wèn)題的是輕負載時(shí)的效率和重負載時(shí)的輸出穩定性。因為流向RFB1、RFB2的電流沒(méi)有被作為輸出功率使用，而視作DC/DC轉換器的損失，所以要想提高輕負載時(shí)的效率的話(huà)，要將RFB1、RFB2設定得大一些(RFB1+RFB2<1MΩ左右)。而要想提高重負載時(shí)的瞬態(tài)響應的話(huà)，則要做好輕負載時(shí)的效率差的準備。
CFB的選擇
CFB是紋波反饋調整用電容器相位補償電容，該值也會(huì )影響負載瞬態(tài)響應。根據L值，表10中的CFB值為最佳值。過(guò)小于該值或過(guò)大于該值工作穩定性都差。
圖中以XC9220C093為例說(shuō)明了CFB的影響。在圖26的電路中，RFB1=82kΩ時(shí)，fZFB=10kHz的CFB為390pF左右。(圖23=39pF)、(圖24=390pF)和(圖25=1000pF)是對改變CFB 時(shí)的負載瞬態(tài)響應的比較。39pF的話(huà)，負載變重時(shí)電壓急劇下降，電壓恢復到恒定狀態(tài)的時(shí)間短，而1000pF的話(huà)，負載變重時(shí)的瞬間電壓下降雖小，但電壓恢復到恒定狀態(tài)的時(shí)間長(cháng)。
表10 決定最優(yōu)CFB的標準fZFB
圖21. XC9220C093負載瞬態(tài)響應(IOUT=0mA?200mA, CFB=39pF)
圖22. XC9220C093負載瞬態(tài)響應(IOUT=0mA?00mA,CFB=390pF)
圖23. XC9220C093負載瞬態(tài)響應(IOUT=0mA?200mA,CFB=1000pF)FB＝1000pF）
圖24. XC9220C093 圖23～圖25的測試電路
圖25所示為加上RFB1和fZFB時(shí)標準CFB的值。
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