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摘要：介紹了利用鎖相環(huán)和混頻技術(shù)，實(shí)現C波段低相噪跳頻源的方案，該方案通過(guò)兩個(gè)環(huán)路同時(shí)實(shí)現跳頻及混頻，步進(jìn)36 MHz，輸出頻率4 428～5 220 MHz，具有低相位噪聲，低雜散等特點(diǎn)。和以往鎖相頻率合成的不同之處在于：以往混頻時(shí)采用主環(huán)信號4 428～5 220 MHz作為混頻器的RF端，而本方案為可以充分抑制輔環(huán)雜散，通過(guò)放大器將主環(huán)信號放大作為混頻器的本振LO端。測試結果表明達到系統對項目的指標要求，該頻率合成方案是可行的。
關(guān)鍵詞：雜散抑制；頻率合成器；低相噪；環(huán)路濾波器

    微波頻率源是微波通信、微波測量及雷達技術(shù)中的重要部件，其相噪性能和雜散性能直接影響到系統的性能和可靠性。因此，尋求更低相位噪聲、更高純度頻譜和更高穩定度的頻率源成為目前發(fā)展的主要趨勢。

l 系統主要指標及方案
1．1 系統的主要指標
    輸出頻率范圍：4 428～5 220 MHz；步進(jìn)頻率：36 MHz；相位噪聲：≤一100 dBc／

    (3)由于對輸出在4 000～4 200 MHz帶內的雜散要求比較苛刻，而最佳輔環(huán)點(diǎn)頻為4 140 MHz，在腔體體積一定下，很難達到一70 dBc指標，故權衡輔環(huán)相噪的惡化程度，選擇4 320 MHz作為輔環(huán)。
    (4)為了防止輔環(huán)點(diǎn)頻4 320 MHz作為雜散耦合到輸出端，故采用功分器和將主環(huán)信號4 428～5 220 MHz通過(guò)兩級放大作為混頻器的本振，輔環(huán)4 320 MHz點(diǎn)頻作為混頻器的RF端。該方案選用36 MHz的低相噪恒溫晶振作為兩個(gè)環(huán)路的參考源，主環(huán)和輔環(huán)均選用HITTTITE公司的超低相噪模擬鎖相環(huán)芯片HMC440，改善系統的相噪性能。輔環(huán)參考頻率為36 MHz，輸出4 320 MHz頻點(diǎn)；主環(huán)參考頻率為36 MHz，輸出頻率為4 428～5 220 MHz。經(jīng)定向耦合器后再與輔環(huán)輸出的頻點(diǎn)混頻到108～900 MHz，返回到主環(huán)鑒相器與參考頻率做比較。所有的控制都由單片機來(lái)完成，根據外部數據的輸入(BCD碼)來(lái)進(jìn)行相應的頻率輸出。

2 電路實(shí)現
    在設計單片頻率合成器的時(shí)候，最主要的工作就是設計頻率合成器的環(huán)路帶寬，使得頻率合成器指標在相位噪聲、雜散、調頻速度和穩定性上等方面達到兼顧，實(shí)現最佳的綜合性能。
2．1 最佳環(huán)路帶寬
    由于本項目沒(méi)有要求跳頻速度，所以環(huán)路帶寬采用最佳帶寬設計，使得相位噪聲盡可能的好。頻率合成器的輸出噪聲如下：

   

式中Llp(jw)為鎖相環(huán)芯片的噪聲，Lvco(jw)為VCO的相位噪聲，Hn(jw)是被N規一化的環(huán)路濾波器的傳遞函數。由上式可以看出環(huán)路對帶內噪聲源呈低通過(guò)濾，故希望將環(huán)路帶寬fc越低越好；但環(huán)路對VCO呈高通過(guò)濾，又希望環(huán)路越寬越好。為了兼顧這一對矛盾，參考圖2能夠使兩種相位噪聲都得到合理的抑制，可以選擇環(huán)路帶寬fc在兩噪聲源譜密度線(xiàn)的交叉點(diǎn)附近總是比較接近于最佳狀態(tài)的。但是考慮晶振噪聲要惡化20log(N／R)，所以實(shí)際帶寬要略小一些。

              

2．2 主輔環(huán)電路設計
    理論估算帶內相噪估算公式(不考慮晶振的相噪)：

   

    輔環(huán)的頻率相對要高點(diǎn)，為了使系統混頻后噪聲不惡化，獲得較低的相位噪聲，這里選用HMC440鑒相芯片，該芯片屬于模擬鑒相器，由HMC440技術(shù)資料上給出的一153 dBc／

    由HMC440可推出鎖相環(huán)芯片相噪為一233 dBe／Hz，由上面式(2)可推出：

                    

          

其中Kd是鑒相器的鑒相靈敏度，這里HMC440的Kd是0．286 V／rad，Kψ是VCO的壓控靈敏度(rad／V)，N是鎖相環(huán)的倍頻倍數。阻尼系數ξ為兼顧濾波器的過(guò)沖和衰減取0．707～1之間的一個(gè)值即可。這樣只要C2取定一個(gè)值，就可以同時(shí)確定R1，R2。C1的引入主要為濾去鑒相器產(chǎn)生的諧波，其引入的極點(diǎn)應遠離主極點(diǎn)，即

這樣環(huán)路濾波器就完全確定了。

                  

3 硬件及實(shí)測數據
    出于成本方面的考慮，主環(huán)的VCO需要輸出兩個(gè)范圍頻率：4 428～4716 MHz和4 752～5 220 MHz，采用兩個(gè)VCO用開(kāi)關(guān)進(jìn)行切換。另外考慮到VCO間的相互影響，可能產(chǎn)生許多雜散，本設計采用VCO斷電方式，保證在任一時(shí)間，只有一個(gè)VCO工作，這樣避免了他們之間的相互影響。
    混頻采用HMC218LP3無(wú)源混頻器，由于是無(wú)源的，要求本振功率比較大，所以主環(huán)輸出要經(jīng)過(guò)兩級放大器HMC3llLP3。在調試過(guò)程中發(fā)現，由于放大器的非線(xiàn)性，使本振的諧波分量增大，所以第二級放大器放大到10 dBm左右驅動(dòng)HMC218LP3的LO本振端，避免放大器進(jìn)入飽和狀態(tài)。另外對輔環(huán)的點(diǎn)頻4 320 MHz，通過(guò)調試當到達HMC218LP3的RF端口信號為一7 dBm左右時(shí)取得較佳的雜散和相噪指標。

                       

    相位噪聲，雜散抑制，諧波抑制和輸出功率均采用惠普公司的頻譜分析儀HP8564E測量，在系統切換VCO最差相噪點(diǎn)5 220 MHz處相位噪聲可以達到一104．5 dBc／

4 結語(yǔ)
    本文給出了C波段寬帶低噪聲頻率源的一種方案，用主環(huán)驅動(dòng)本振，試驗測試數據表明此方案可行。相信經(jīng)過(guò)認真設計，調試，完全可以達到預期目標。