下面我們將了解下三毫米單片集成電路的噪聲系數測量
3 mm由于其波長(cháng)短，在軍事應用中有許多優(yōu)點(diǎn)，因此被廣泛用于精確制導和點(diǎn)到點(diǎn)通信中。作為各種軍用電子裝備其接收端的靈敏度是關(guān)鍵技術(shù)指標，而接收機靈敏度主要取決于接收機的噪聲電平、因此，測量系統的噪聲系數是評估電子裝備系統的關(guān)鍵參數之一。軍事預研的3 mm低噪聲單片放大電路，需要測量其噪聲系數。建立3 mm噪聲系數測量系統，研究其測量方法，實(shí)現準確測量是當務(wù)之急。為此本文建立了92～97 GHz在片噪聲系數測量系統。
1 噪聲系數測量原理
本文設計系統的原理框圖如圖1所示。
式中：F為被測件的噪聲因子(即噪聲系數的線(xiàn)性表示);NF為被測件的噪聲系數(即噪聲系數的對數表示);Th為噪聲源開(kāi)態(tài)的噪聲溫度;Tc為噪聲源關(guān)態(tài)的噪聲溫度(即室溫);To=290 K為標準溫度;
為Y因子，噪聲源開(kāi)和關(guān)兩種狀態(tài)下被測件輸出噪聲功率之比;
為噪聲源的超噪比。
本文采用平衡混頻器，把3 mm噪聲信號下變頻至噪聲系數分析儀的頻率范圍內，采用Y因子法測量噪聲系數。
2 系統設計方案
2.1 系統構成
本設計的系統框圖和實(shí)物照片如圖2和圖3所示。
2.2 關(guān)鍵技術(shù)
(1)加偏置的平衡混頻器技術(shù)
本文采用平衡混頻器，用基波混頻的方式，把3 mm噪聲信號變成中頻信號。但一般的3 mm平衡混頻器的變頻損耗在10 dB左右，而且要求本振信號達到+13 dBm。由于3 mm信號發(fā)生器的技術(shù)指標是輸出大于+3 dBm，因此，很難使混頻器正常工作，在這樣的電平下，混頻器的變頻損耗增大了很多，將大于15 dB。固態(tài)噪聲源的ENR均小于15 dB，因此系統無(wú)法正常工作。為此，考慮給混頻器的本振端用直流信號加偏置，以減小對本振信號功率電平的要求。解決了本振信號功率小，無(wú)法工作的難題。同時(shí)，平衡混頻器還具有端口隔離度好的優(yōu)點(diǎn)，使本振相位噪聲的影響也減小了。
(2)減小本振信號發(fā)生器相位噪聲的影響
3 mm信號發(fā)生器的相位噪聲采用Agilent 8563E頻譜分析儀和3 mm諧波混頻器和相位噪聲測量軟件85671A構成測量系統，能測量的offset頻率最大到300 MHz，本振信號發(fā)生器相位噪聲測量結果如圖4所示。
噪聲系數測量對本振相位噪聲的要求應滿(mǎn)足下述任何一種表述：
a偏離載波一個(gè)中頻處的相位噪聲電平不超過(guò)-130 dBm/Hz;
b本振相位噪聲電平不超過(guò)[-174 dBm/Hz+NFdut+Gdut]。
實(shí)測本振信號發(fā)生器AV1482A相位噪聲在偏離載波大于50MHz時(shí)均為-11O dBc/Hz，由于采用平衡混頻器，其對本振噪聲有20 dB的抑制度，且本振至輸入端隔離為20 dB，因此，本振相位噪聲在混頻器輸入端引起的噪聲電平為：
式中：Pt(dBm/Hz)為本振相位噪聲漏至混頻器輸入端的功率;Pc(dBm)為本振載波功率;L(dBc/Hz)為本振相位噪聲;Im(dB)為混頻器本振輸入端至射頻輸入端的隔離度;Sm(dB)為混頻器對本振的相位噪聲的抑制度;NFdut(dB)為DUT的噪聲系數;Gdut(dB)為DUT的增益。
在最壞條件下，NFdut=3 dB，Gdut=0 dB，NFsys=5 dB，Gsys=30 dB。
被測件在輸入阻抗為50 Ω時(shí)產(chǎn)生的噪聲功率與本身的噪聲和系統低噪聲放大器的噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲功率：
Pn=KT0+NFdut+GdutNFsys+Gsys=-174 dBm+3 dB+0 dB+5 dB+30 dB="-136" dBm/Hz
式中：NFsys(dB)為低噪聲放大器的噪聲系數;Gsys(dB)為低噪聲放大器的增益;B(Hz)為噪聲帶寬;T0(K)為標準溫度(290 K);K為波爾茲曼常數(1.38×10-23)。
結論：本系統本振相位噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲電平均不超過(guò)要求：
-147 dBm/Hz<<-130 dBm/Hz滿(mǎn)足a項要求;
-147dBm/Hz<<-136 dBm/Hz滿(mǎn)足b項要求。
由于噪聲系數測量時(shí)要做系統校準，對系統二級噪聲進(jìn)行修正，因此滿(mǎn)足上述條件就不會(huì )對噪聲系數測量不確定度產(chǎn)生影響。
(3)在系統中加入3 mm低噪聲放大器
在3 mm頻段平衡混頻器變頻損耗>1O dB，噪聲系數也在這樣的量級，如果系統加入低噪聲放大器，不僅減小了系統二級噪聲的貢獻，也使系統工作十分穩定，測量數據的重復性很好。同時(shí)減小了系統本振相位噪聲對系統測量的影響。
(4)計算了測量系統動(dòng)態(tài)范圍
①放大器動(dòng)態(tài)范圍的估算：
考慮到放大器的增益和噪聲系數的起伏，取其噪聲系數為5 dB，則：
放大器P-1dB壓縮點(diǎn)的輸入信號為-40 dBm，所以放大器的動(dòng)態(tài)范圍為23.6 dBm。
②系統動(dòng)態(tài)范圍的估算
噪聲源輸出功率的估算：
首先求噪聲源平均超噪比值(ENR)：
輸出噪聲功率為：
這樣估算出系統的動(dòng)態(tài)范圍為15dB左右，因此，增益大于15 dB的放大器需在放大器后接入衰減器一同測試。
3 測量結果分析
3.1 測量數據
測量我所研制的PHEMT電路裸片16個(gè)，圖5給出其中之一的實(shí)測噪聲系數和增益曲線(xiàn)，偏置條件為Vds=1.0 V，Ids=22 mA。
3.2 測量不確定度的分析
噪聲系數測量不確定度不僅取決于噪聲系數分析儀的準確度，而且與被測件的噪聲系數和增益的大小有關(guān)，如圖6所示。
同時(shí)考慮失配的因素，采用如下計算公式：
式中：
根據上述公式，以94 GHz MMIC放大器為例，計算UB。
噪聲系數NF1(dB)=3.43 dB，F1=2.203，
增益G1(dB)=13.46(dB)，G1=22.182，
3 mm接收機噪聲系數NF2(dB)=4.85 dB，F2=3.054 9，
駐波比為1.12，ρ=0.056 6，
噪聲源輸出駐波比為1.13，ρ=0.061 0，
F12=F1十(F2-1)/G1=3.608 9。
計算下述各量：
從噪聲系數分析儀技術(shù)指標可知：δNF=0.1 dB，δG=0.15 dB。
根據失配不確定度公式：±20log(1+ρsρl)計算出各失配不確定度：
根據式(7)計算出噪聲系數測量不確定度為0.28 dB。
只介紹了92～97 GHz頻率范圍的低噪聲單片集成電路裸片噪聲系數的測量，實(shí)際上本系統可以用于75～110 GHz頻率范圍內的噪聲系數的測量。目前正在本系統上做3 mm噪聲源校準技術(shù)的研究。
總結：本文主要討論了什么是噪聲系數，噪聲系數的計算方法，使大家了解到研究噪聲的目的在于如何減少它對信號的影響，并介紹了噪聲系數的測量方法-Y因數法，闡述了噪聲系數對參數不同的測量方法。最后根據3 mm波單片集成電路的噪聲系數的測量進(jìn)行了分析。
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